主动波动血液成分监测 本发明涉及一种用于监测血糖和其它难于测定的血液成分的浓度的无创系统，所述的难于测定的血液成分如治疗药物、误用地药物、碳氧血红蛋白、高铁血红蛋白、胆固醇等。
以前，已经形成了许多用于监测血液特性的系统。例如，已经有了一些能测定血氧饱和度、葡萄糖浓度等血液特性和其它血液特性的仪器。然而，当试图使用如利用光谱法测量的这类无创血液监测系统来精确确定血糖浓度时，则遇到了较大的困难。
精确测定血糖浓度的困难是由多种因素引起的。一个重要的因素就是在血流中血糖的浓度一般很低(例如，比血红蛋白要低100至1000倍)，所以这样低的浓度是很难无创地测定的，而需要很高的信噪比。另外，用光谱法时，葡萄糖的光学特性与在血液中有很高浓度的水的光学特性十分相似。因而，当使用光学监测系统时，水的光学特性将遮蔽由血流中的葡萄糖所产生的光学信号的特性。此外，由于每个个体都具有组织、骨和独特的血液特性，所以一般每次测量对每个特定的个体都需要进行标定。
在一个精确测量血流中的血糖水平的方案中，使用了很多种方法。例如，一种方法是将血液从病人体内抽出并将葡萄糖与血液的其它成分分离。这种方法尽管相当精确，但它需要从病人体内抽血，这与无创方法相比是不令人满意的，特别是对于如小孩和贫血病人这类病人来讲更为如此。另外，当用血糖监测来控制血糖水平时，每天必须要从病人体内抽3至6次血，这将对病人造成心理上和生理上的创伤。其它方法设想用尿分析或用包括通过血管壁从病人体内抽吸或渗出体液的一些其它方法或用其它体液如泪水或汗水的方法来测定血糖浓度。然而，这样的分析法都不如在血液中直接测量葡萄糖来得精确，因为尿液或其它体液都已经经过了肾脏(在汗水的情况下为皮肤)。这一问题在糖尿病人中特别显著。此外，获得尿液样本或其它体液样本通常是不方便的。
如本领域所公知，在介质中的不同的分子，一般称为成分，具有不同的光学特性，它们或多或少地吸收在不同波长的光。因而通过分析含有血液的肉体介质在不同波长时的光学特性，可以确定在肉体中的血液的成分指标。
光谱分析部分地基于不同元素的光学特性的Beer-lambert定律。简单地讲，Beer-lambert定律指出，通过含有单物质的任何介质的光的光强度与光所通过介质的路径长度和介质中物质的浓度及该物质的衰减系数的乘积的幂成比例。即
I＝I0e-(pl.c.ε) (1)式中pl代表光通过介质的路径长度，c代表介质中物质的浓度，ε代表物质的吸收(衰减)系数，I0为光源的初始光强度。对于含有多种成分的光学介质，从被照射的介质所接收到的光的光强度与光所通过的介质的路径长度与介质中第一种物质的浓度及该物质的光衰减系数的乘积、加上上述介质的路径长度与介质中第二种物质的浓度及该物质的衰减系数的乘积、等等的幂成比例。即：I=I0e-(pl·c1·ϵ1+pl·c2·ϵ2+etc.)---(2)]]>式中εn表示第n种成分的光学吸收(衰减)系数，而cn代表介质中第n种成分的浓度。
由于Beer-lambert定律需要参数，所以测定血糖浓度的难度来自于确定通过介质的精确路径长度的难度(归因于将多路信号变换为等效的单路信号)，也来自于由血糖的低浓度所产生的低信号强度所造成的难度。通过如手指尖和耳垂一类的介质的路径长度是非常难确定的，因为不仅在肉体介质中对不同波长的光吸收不同，而且信号会在介质中散射并通过不同的路径传导。另外，根据公式(2)所示，在给定波长时被测信号的强度对于路径长度不是呈线性变化。因而，光通过介质时的多路径的路径长度的不同不能归结为所述多路径长度的线性平均值。所以，确定通过如手指尖和耳垂一类介质的每种波长光的精确路径长度通常是十分困难的。
在常规的血液成分光谱测定法中，例如在测定血氧饱和度时，光以不同的波长穿过肉体介质。肉体介质(含有血液)将入射光衰减，而所检测到的信号则可以用于计算某种饱和度值。在常规的血液成分光谱测定法中，如美国第4407290号专利所述，心搏对检测到的衰减信号进行小的调制，以便能够在相对于检测信号的直流部分的检测信号的交流部分的基础上进行计算。如本领域所周知，这种AC/DC操作将信号归一化并且计及波长变化。
但是，当光穿过病人的手指等部位时，自然的心搏通常只为所检测到的信号提供大约1-10％的调制(总信号的交流部分)。即，由血液产生的衰减变量可能只是总衰减的1％(其它衰减由肌肉、骨、肉等产生)。事实上，糖尿病患者通常有甚至更低的调制(例如.01-.1％)。因此，由自然脉搏引起的衰减变量(总衰减的交流部分)会非常小。此外，在波长为1330-1340nm(在该波长下葡萄糖能够有效地吸收)时，由葡萄糖引起的脉搏调制部分大约只是脉搏的9％(约1/11)。并且，为了以5mg/dl的增量分析从5mg/dl至1005mg/dl范围内的葡萄糖，分辨率必须为由葡萄糖引起的9％调制的1/200。因此，通过三个不同的例子--一个针对健康的个体，一个针对具有强脉搏的糖尿病患者，一个针对具有弱脉搏的糖尿病患者--对于1330nm处的吸收而言，系统所需要的分辨率如下：
例1：健康的个体，在1330nm处其自然脉搏引起1％的衰减调制：
a.由脉搏引起的自然调制大约为1％(1/100)；
b.由葡萄糖引起的自然调制部分大约为9％(1/11)；
c.为了分析从5mg/dl至1005mg/dl范围内的葡萄糖，分辨率必须为1/200(即，在5mg/dl至1005mg/dl之间，有200个以5mg/dl为增量的数据)。
所需要的总的分辨率为a-c的乘积：
1/100*1/11*1/200＝1/220,000
例2：糖尿病患者，在1330nm处其自然脉搏引起.1％的衰减调制：
a..由脉搏引起的自然调制大约为.1％(1/1000)；
b.由葡萄糖引起的自然调制部分大约为9％(1/11)；
c.为了分析从5mg/dl至1005mg/dl范围内的葡萄糖，分辨率必须为1/200。
所需要的总的分辨率为a-c的乘积：
1/10 000*1/11*1/200＝1/2,200,000
例3：糖尿病患者，在1330nm处其自然脉搏引起.01％的衰减调制：
a..由脉搏引起的自然调制大约为.01％(1/10,000)；
b.由葡萄糖引起的自然调制部分大约为9％(1/11)；
c.为了分析从5mg/dl至1005mg/dl范围内的葡萄糖，分辨率必须为1/200。
所需要的总的分辨率为a-c的乘积：
1/10000*1/11*1/200＝1/22,000,000
从上面的三个代表了人类患者通常可能的调制范围的例子可以看到，对这三个例子而言，为检测由葡萄糖在自然脉搏基础上引起的衰减所需要的总的分辨率范围为从220,000中的1至22,000,000中的1。这个部分如此之小，因此精确测量是非常困难的。在多数情况下，噪声比葡萄糖在交流部分(由脉搏引起的自然调制)中占更大的比例，使得葡萄糖无法检测。即使借助于如美国第5482036号专利所述的代表了本领域的现状的噪声削减技术，也只能将信号分辨到大约1/250000的水平。这是对18-bit的系统而言的。对于16-bit的系统来说，分辨率大约为1/65000。此外，发光二极管常常也发出噪声，因此，即使系统中的分辨率可能达到1/250000，由发光二极管产生的噪声也使得葡萄糖无法检测。
为了克服这些障碍，已经确定，通过主动地向受试的介质中的血流引入一种变化，使血流以一种受控的方式周期性地变化，可以获得这样的调制，使得由血液引起的衰减信号部分在总的信号中占的比例比由自然脉搏调制时要大。这就使得在总的衰减中由血液中的葡萄糖引起的部分是总信号中的一个较大部分。此外，可以将信号规一化以便计及诸如光源亮度、检测器的响应度、组织或骨变量一类指标。可以以几种方式引入血流中的变化，例如对受试的介质进行物理性的扰动或者改变受试介质的温度。在本实施例中，通过主动地引入一个波动，获得10％的衰减调制(总衰减的1/10)，而不考虑病人的自然脉搏产生的调制(无论病人是不是糖尿病患者)。相应地，在1330nm处，借助于主动地引入到血流中的变化，所需要的分辨率为1/10*1/11*1/200或者1/22000(其中1/10是主动的脉冲衰减调制(通过向血流中引入变化所得到的调制)，1/11是由葡萄糖引起的调制部分，1/200是为了以5mg/dl的增量计算5-1005mg/dl范围内的葡萄糖所需要的分辨率)。从上面的讨论能够知道，即使是在16bit的系统中，也能够获得这样的分辨率。并且，如本文所述，这样的分辨率能够在噪声的最低限度之外获得。
在常规的血液成分光谱测定法中，由于氧(普遍最为需要的参数)不是均匀地分布在动脉血和静脉血中，所以要避免对受试介质的扰动。因为扰动会导致静脉血和动脉血相互混合，所以会降低测定动脉氧饱和度的能力。但是，葡萄糖是均匀地分布在血液流体中的，所以静脉血、动脉血和间质液的混合不会对葡萄糖的测定产生显著的影响。应当理解，这一技术对于均匀地分布在体液(例如血、间质液等)中的任何物质的测定都是有效的。
本发明的一个方面涉及一种用于无创伤地监测活体中的一种血液成分的浓度的系统。该系统包括一个以一系列波长发出辐射的光源和一个主动波动引入装置，该装置独立于肉体介质中的血液的自然流动而引起肉体介质中的血液的容积的周期性变化。一个设置用来检测已经通过肉体介质传播的光的光检测器被用于产生一个输出信号，该输出信号代表了通过肉体介质衰减后的辐射的强度。一个信号处理器响应于输出信号，对输出信号进行分析，提取出由血液的光学特性产生的信号部分，以确定患者的血流中的成分的浓度。
在一个实施例中，该系统还包括一个接纳肉体介质的接受器，该接受器还具有一个可膨胀的囊。
在一个实施例中，在该系统的接受器中有一个温度改变元件，该温度改变元件改变(例如增加)肉体介质的温度以便将一种变化(例如增加)引入到肉体介质的血流中。
本发明的另一方面涉及一种用于无创伤地监测活体中的一种血液成分的浓度的系统。该系统包括一个以一系列频率发出光辐射的光源和一个接纳病人的一个肉体介质的检测器，该肉体介质中有流动的血液。一个流体(例如血和间质液)容积变化引入装置引起肉体介质中的血液容积的周期性变化。设置用来接收已经通过该肉体介质的一部分的光辐射的光检测器响应于所检测到的光辐射产生一个代表了光辐射强度的输出信号。一个与所述检测器相连的信号处理器接收所述的输出信号，并且响应于输出信号而产生一个代表患者的血流中的葡萄糖浓度的数值。
本发明的另一方面涉及一种无创伤地测定一种血液成分的浓度的方法。该方法包括几个步骤。使光辐射通过一个具有流动的流体的介质，该流体中的流体成分具有一定的浓度。主动地引起介质中的流体容积的周期性变化。在光辐射通过了所述介质的至少一部分之后，对其进行检测，产生一个代表该介质的光学特性的信号。对该信号进行分析，以确定所述血液成分的浓度。在一个实施例中，所述的液体成分是血糖。
本发明的另一方面涉及一种主动地改变由一种肉体介质中的血液引起的光辐射的衰减的方法。该方法包括几个步骤。使光辐射通过一个该肉体介质。主动地影响该介质中的血液容积的周期性变化。在光辐射通过所述的肉体介质衰减之后，对其进行检测，产生一个代表该衰减了的信号的强度的输出信号。
图1表示本发明的一个血糖监测仪的实施例。
图2表示一个根据本发明的技术的生理监测仪的实例。
图2A表示了一个具有数-模转换器的低噪声发射电流驱动器。
图2B绘出了在图2的发射器中具有用于归一化不稳定性的附加功能的图2的实施例。
图2C表示了在所选的发射器中的不稳定性的比较。
图3示出了图2的生理监测仪的前端模拟信号调节电路和模-数转换电路。
图4更详细地示出了图2中的数字信号处理电路。
图5更详细地示出了图2中的数字信号处理电路的操作。
图6更详细地示出了图5中的解调模块。
图7更详细地示出了图5中的十中抽一模块。
图8示出了图5中的葡萄糖计算模块的一个更详细的方块图。
图9示出了衰减系数相对于几种血液成分的波长的曲线图。
图10至12绘出了一个探头的实施例，该探头可用于根据本发明的原理引入一个主动的波动。
图13绘出了一主动波动信号的一个例子，其中调制值为通过手指的全部衰减的10％。
图1表示根据本发明的技术的血糖监测系统100的一个实施例。图1中的血糖监测器100具有一个如发光二极管或带有一个滤光盘的灯一类的发光器110。
图1示出了具有宽带光的滤光盘。这种结构包括一个滤光盘110A，一个电机110B，以及一个宽带光源110C。比较可取的是，可以以比较低的成本将这种装置作成一个可替换的单元。滤光盘最好是一个普通的分光滤光器或一个根据图14-21的讨论制成的滤光器。
监测系统100具有一个检测器140，如光检测器。血糖监测器100还具有一个加压套150，用于物理性地挤压一个手指130以便周期性地向手指130中的流体引入一个波动(即，主动改变流体的流动)。换句话说，它是一个对手指或其它肉体介质中的血液的容积变化产生影响的器件。设置一个窗口111以使由发光器110发出的光能够通过该窗口111并穿过手指130。这个对被测手指或介质中血液的有意的主动扰动在这里称作为“主动波动”。所述血糖监测仪还具有一个显示器160，用以显示如血糖浓度和信号质量等参数。比较可取的是，所述血糖监测仪还具有一个电源开关154、一个启动开关156和一个数据流向开关158。
也可以采用其它方法来引入一个脉冲。如，可以用压力装置152(在图1中用虚线示出)对处于被测状态下的肉体组织如病人手指进行扰动。也可以采用其它方法来引入一个脉冲，如用温度波动或其它生理变化的方法，这些方法可以造成通过肉体介质的血液容量的波动(调制)。在所有外部方法(与自然心脏搏动法相对)中，主动改变被测介质中的血容量的方法在这里被统称为引入一个“主动波动”。在本发明的实施例中，在整个衰减中有10％的调制值是通过主动引入一个波动获得的。这个10％的调制被选作对系统的一级最小扰动。对介质的太大的扰动会改变该被测介质的光学特性。例如，在比较大的调制(例如40％-50％)下，对不同的波长而言，扰动会对被测介质中的散射产生不同的影响，从而导致测量不精确。
压力装置152，护套150和利用温度向肉体介质引入一个波动的优点是，可以在肉体介质的被光穿过的区域中产生极小的运动或不产生运动的情况下使用它们。通过在接收入射光的区域的近端或远端的一个位置上引入所述的波动使其成为可能。极小运动的优点在于在被测的肉体介质的区域中的运动可以引起测量到的信号的变化，上述变化不是由于改变液体流量(例如，血液和间质液)而引起的。例如，在光传播区域的物理扰动可引起与被测介质相结合的光的变化，从而导致衰减的变化，这种变化不是由在光传播区域的液体量的变化引起的。这些其它变化中还包括在精确测量时应该被消除掉的另外的噪声。
图2-4示出了根据本发明的教导的血糖监测系统100的方块示意图。图2示出了一个通常的硬件方块图。一个传感器300具有如LED(发光二极管)一类的多个光发射器301-305。在本实施例中，301-305的每个LED发射不同波长的光。
如本领域所公知的，由于Beer-Lambert定律包括一个对于可衰减信号的每种成分都适用的项，所以向所计及的每种成分提供一个波长。为了提高精度，所述的波长将选在那些在每种特定成分上的衰减最大而其它成分的衰减显著减小的点上。图9绘出了几种主要血液成分的消光系数的对数值对应于波长的关系图。曲线162代表氧合血红蛋白的消光系数；曲线164代表血红蛋白的消光系数；曲线165代表碳氧血红蛋白的消光系数；曲线166代表水的消光系数。描绘在同一条横轴、不同的纵轴上的曲线168代表体液中的葡萄糖的消光系数。应当注意，曲线168被置于其它曲线之上，并且被放大了很多，所以在图上不成比例。如果用与其它成分相同的标尺来绘制葡萄糖曲线，则在900-1400nm的波长范围内都只会是一条在纵轴的“0”点上的平坦的线。单独采用一条纵轴并将其放大是为了说明在感兴趣的范围内的哪些波长上葡萄糖的衰减最大。葡萄糖曲线168的纵轴也代表一个不同的值。在图9中，曲线168的纵轴是在下面的对数标尺上以绝对传输量为单位的：〔log(log(一般的水))〕-〔log(log(6400mg/dl葡萄糖))〕
但是，为了达到选择合适的波长的目的，标尺的意义并不那么重要，重要的是在哪些点上葡萄糖和其它成分表现出良好的衰减特性，而这种衰减不会被介质中的其它成分完全掩盖掉。
在本实施例中，发光器301-305的(或通过滤光盘和信号处理得到的)波长最好是660nm(使血红蛋白产生比较好的衰减)，905nm(使氧合血红蛋白产生比较好的衰减)，1270nm(使水产生比较好的衰减，而其它成分则几乎不产生衰减)，1330-1340nm(由葡萄糖在图9中的标记A附近产生良好的衰减，不会完全被由水产生的衰减掩盖掉)，以及1050nm(另一个使葡萄糖产生良好衰减的点)。用两个波长来计算葡萄糖的衰减为方程提供了额外规定。下面将要讨论的方程的额外规定使分辨率得到提高。用另外的波长计算如脂肪、蛋白质等其它成分也可被包括在内。例如，在1100nm处可以加上另一个波长(由蛋白质产生良好的衰减)，或者在920nm处加上另一个波长(由脂肪产生良好的衰减)。另一个通常受到关注的成分是碳氧血红蛋白。为碳氧血红蛋白选择的波长最好是700-730nm。
除了采用多个精密的发光二极管之外，也可以采用一种光学的分光光度系统来产生在多个波长上的光学特性。
传感器300还包括一个检测器320(例如一个光检测器)，该检测器相应于衰减了的光能信号产生一个电学信号。检测器320的放置部位使其能够接收由发光器301-305发出并穿过了受试介质的至少一部分之后的光。在图2所示的实施例中，检测器320被放置在发光二极管301-305的对面。检测器320与前端模拟信号调节电路330相连。
前端模拟信号调节电路330的输出端与一个模数转换电路332相连。模数转换电路332的输出端与一个数字信号处理系统334相连。数字信号处理系统334以它的一个输出向显示器提供所需要的参数。显示器336提供血糖浓度的读数。
信号处理系统还向数-模转换电路338提供一个发光器电流控制输出337，为发光器的驱动器340提供控制信息。发光器的驱动器340与发光器301-305相连。数字信号处理系统334还为前端模拟信号调节电路330提供一个增益控制输出342。
图2A表示发光器的驱动器340和数-模转换电路338的一个优选实施例。图2A所示的驱动器是用于驱动两个背对背相连的发光二极管的。但是，还可以通过另外的多路复用电路(未示出)将另外的发光二极管(最好是背对背相连以节省连线)连到D/A转换器325上。如图2A所示，该驱动器包括第一和第二输入锁存器321，322，一个同步锁存器323，一个参考电压324，一个数模转换电路325，第一和第二开关组326，327，第一和第二电压-电流转换器328，329以及与图2中的LED发光器301，302相应的LED发光器301，302。
图2所示的优选的驱动器的优点在于，在图2所示的血糖监测系统100中，多数噪声是由LED发光器301-305产生的。因此，通过设计使图2A中的发光器驱动电路能够减小由发光器301-305产生的噪声。第一和第二输入锁存器321，324直接与数字信号处理总线相连。因此，这些锁存器有效地减小了直通到图2A中的驱动电路的数字信号处理总线中的带宽(导致噪声)。第一输入锁存器接收对数模转换电路325的设置。第二输入锁存器接收对开关组326，327的开关控制数据。同步锁存器接收使发光器301，302(以及图2A中未示出的其它发光器303-305)的动作与模数转换电路332的动作保持同步的同步脉冲。
为数-模转换电路325选择的参考电压也是一个低噪声的直流参考电压。此外，在本实施例中，参考电压具有一个低通输出滤波器，该滤波器具有很低的转角频率(例如，在本实施例中为1Hz)。在数模转换器325的输出端也有一个具有很低的转角频率(例如，1Hz)的低通滤波器。数模转换器为每一个发光器301，302(以及图2A中未示出的其余发光器303-305)提供信号。
在本实施例中，对电压-电流转换器328，329的输出进行切换，使得在发光器301，302背对背相连的结构中，在任何一个给定的时间只有一个发光器发光。还为转换开关326设置了一个终止位置，以便在其它的发光器303-305中的某一个在同样的开关电路作用下处于发光状态时，发光器301和302都关闭。此外，还在被关闭了的发光器的电压-电流转换器的输入端将其切断，使其完全不工作。这样便减少了来自开关和电压-电流转换电路的噪声。在本实施例中，选择低噪声的电压-电流转换器(例如，Op27运算放大器)，并且将反馈回路构造成具有一个低通滤波器以减低噪声。在本实施例中，电压-电流转换器328，329的低通滤波函数具有一个刚好高于发光器的切换速度的转角频率。因此，图2A中的优选驱动电路最大限度地降低了发光器301，302的噪声。
如图2所示，光发射器301-305各自发出能量，这些能量被手指310吸收并且被检测器320接收。检测器320产生一个与照射到该光检测器320上的光能的强度相应的电信号。前端模拟信号调节电路330接收这些强度信号并且以后面将要描述的方式对这些信号进行滤波和调节以便进一步处理这些信号。这样得到的信号被送到模-数转换电路332，由模-数转换电路332将模拟信号转换为数字信号，以便由数字信号处理系统334对它们做进一步的处理。数字信号处理系统334利用这些信号以便计算出血糖浓度。在本实施例中，数字信号处理系统334将血糖饱和度的一个数值送到显示器336。比较可取的是，数字信号处理系统334还存储一段时间内的数据以便产生趋势数据以及对这段时间内的数据进行其它的分析。
数字信号处理系统334还在其发光器电流控制输出端337输出一个发光器电流控制信号，为驱动发光器301-305提供控制信息。这个信号是由数-模转换电路338转换成的一个数字信号，由数-模转换电路338提供给发光器电流驱动器340一个控制信号，对其进行控制。发光器电流驱动器340为发光器301-305提供合适的电流驱动。
在本实施例中，发光器301-305由发光器电流驱动器340驱动，发出以625Hz的频率数字调制的光。在本实施例中，以一定的能量水平来驱动发光器301-305，以便具有合适的强度，从而能够被检测器检测到并能够被前端模拟信号调节电路330调节。一旦数字信号处理系统334为某一指定病人确定了这一能量水平，则供给这些发光器的电流电平保持恒定。但是，应当理解，可以根据室内环境光的变化以及其它能够对输入到前端模拟信号调节电路330的电压产生影响的变化来调节这一电流。在本发明中，以这样的方式来调制发光器：在第一波长的一个完整的625Hz周期中，使第一发光器301在第一个十分之一周期中发光，而在剩下的十分之九周期中关闭；在第二波长的一个完整的625Hz周期中，使第二发光器302在一个十分之一周期中发光，而在剩下的十分之九周期中关闭；在第三波长的一个完整的625Hz周期中，使第三发光器303在一个十分之一周期中发光，而在剩下的十分之九周期中关闭；在第四波长的一个完整的625Hz周期中，使第四发光器304在一个十分之一周期中发光，而在剩下的十分之九周期中关闭；在第五波长的一个完整的625Hz周期中，使第五发光器305在一个十分之一周期中发光，而在剩下的十分之九周期中关闭。为了在一个时间只接收一种信号，使这些发光器周期性地交替顺序开闭，在每个625Hz的周期中，每个发光器只开启十分之一周期，并且在每个开启时间之间都有一个十分之一周期将它们间隔开。
光信号被通过手指310(或其它样品介质)的血液(血液的容积随着本实施例中的周期性主动波动而改变)衰减(幅度调制)。在本实施例中，指尖130在压力装置150(或主动波动装置)的作用下周期性地发生生理性变化，从而实现大约10％的幅度调制。即，有足够大的压力施加在指尖130上，将一定容积的体液排空，使得当指尖310中充满了血液时的光学衰减与当指尖中的血液被排空了时的光学衰减之间的总的差值变量为大约10％。例如，如果通过指尖310传输的光辐射为大约0.4％，则必须使指尖310发生生理性的变化以排出足够多的血液，使得排出了液体后的指尖的衰减在0.36％的水平上。图13绘出了一个主动波动信号的例子，其调制幅度为通过该手指的全部衰减的10％。这个10％是通过足够多地改变血液的容积以得到图13所示的周期性调制而实现的。如上面所述，选择10％的调制是因为它足以获得有关血糖浓度的信息，同时又使对系统的扰动最小。由于扰动系统造成光变化而引起的扰动最好是尽可能小。扰动的水平最好是低于能够引起系统中的光学特性的明显变化的水平，这些变化对不同的波长产生不同的影响。
在一个优选实施例中，所述指尖310的生理变化是通过用所述的加压套150(如图1)向病人手指310施加周期性轻微压力来实现的。还可以用压力装置152(如图1)或温度对所述手指310进行扰动。
所述的调制以选定的频率进行。然后用一个窄带的带通滤波器分离出感兴趣的频率。在本发明的实施例中，通过引入主动波动所获得的调制频率优选地应刚好在正常心率之上(例如，4HZ)。在一个实施例中，系统鉴别心率并设定主动波动的频率，以使主动波动的频率处于自然心率之上并且不处于自然脉率的谐波频率上。这使得用一个其中心频率为所选的主动波动的频率(例如，4HZ或系统自动选定的不同于自然心率基频和不同于所述基频的任何谐波频率的频率)的带宽非常窄的带通滤波器进行滤波变得容易。然而，也可以使用处于正常心率范围内或低于正常心率范围的频率。的确，在一个实施例中，所述的频率与心率相同，在这种情况下，所述的主动波动与自然脉搏共同作用，增大了每次心搏时的血流量的变化。
光检测器320在625Hz的载频上针对每个发光器进行衰减(幅度调制)信号检测。由于只使用一个光检测器，所以该光检测器320接收所有的发光器的信号，形成一个复合的时分信号。在本实施例中，配备了一个分层型的光检测器，其第一层使红外波长能够透过，对红波长进行检测，而第二层则检测红外波长。一种合适的光检测器是由Hamamatsu公司生产的K1713-05光电二极管。采用这种光检测器是为了只使用一个光检测器，用其红外层来检测一个很大频谱范围的红外波长，而用检测红波长的那一层来检测一个很大频谱范围的红波长。或者，也可以采用多个光检测器来对系统中的各种波长进行检测。
所述的复合时分信号被送到前端模拟信号调节电路330。图3示出了前端模拟信号调节电路330和模数转换电路332的详细结构。如图3所示，前端电路300具有一个前置放大器342，一个高通滤波器344，一个放大器346，一个可编程增益放大器348，和一个低通滤波器350。前置放大器342是一个跨阻抗型放大器，它将来自光检测器320的复合电流信号转换成一个相应的电压信号，并将该信号放大。在本实施例中，前置放大器具有预定的增益，用于将信号幅度放大以便于处理。在本实施例中，前置放大器342的源电压为-15VDC和+15VDC。不难理解，衰减后的信号包含代表环境光的成分和代表由各发光器301-305发出的各种波长的光的成分，这要视当时的情况而定。如果在传感器周围存在不是由发光器301-305发出的光，则该环境光会被光检测器320检测到。因此，要选择好前置放大器的增益以防止信号中的环境光在正常、合理的工作条件下使得前置放大器饱和。
前置放大器342的输出是高通滤波器344的输入。前置放大器342的输出还为模数转换电路332提供了第一输入347。在本实施例中，高通滤波器是一个单极点滤波器，其转角频率为大约1/2-1Hz。但是，在一个实施例中，转角频率很容易上升到90Hz左右。容易理解，发光器信号的625Hz载频远高于一个90Hz的转角频率。高通滤波器344的一个输出是放大器346的一个输入。在本实施例中，放大器346是一个单增益跨阻抗放大器。但是，放大器346的增益是通过一个单个电阻的变化来调节的。当前置放大器342的增益下降时，放大器346的增益便增加，以补偿环境光的效果。
放大器346的输出为可编程增益放大器348提供了一个输入。所述可编程增益放大器348还通过一条增益控制信号线343从数字信号处理系统334接收一个程控输入。所述可编程增益放大器348的增益是可数字编程的。随着不同病人的被测介质不同，在初始化或放置传感器时将对所述增益进行动态调整。例如，不同手指的信号有一些不同。因而，由所述可编程增益放大器348提供一个可动态调整的放大，以获得适于处理的信号。
所述可编程增益放大器348的输出连接于一个低通滤波器350作为其输入。优选地，在本实施例中所述低通滤波器350为一个转角频率接近10Khz的单极点滤波器。这个低通滤波器在本实施例中起到了去假频滤波器作用。
所述低通滤波器350的输出为模-数转换电路332提供了一个第二输入352。图3还绘出了所述模-数转换电路的更为详细的图。在本实施例中，模-数转换电路332包括一个第一模-数转换器354和一个第二模-数转换器356。优选地，所述第一模-数转换器354从所述模-数转换电路332第一输入347处接收信号，而第二模-数转换器356从所述模-数转换电路332第二输入352处接收信号。
在一个优选实施例中，所述第一模-数转换器354为一个判别模-数转换器。所述判别任务(由所述数字信号处理系统实施)是：在信号经过前置放大器342放大后读取探测器的输出，以判别所述信号是否使高通滤波器344的输入饱和。在本实施例中，如果高通滤波器344的输入变成饱和了，则前端模拟信号调节电路330将提供一个“0”输出。或者，所述第一模-数转换器354保持不被使用。
所述第二模-数转换器352从所述前端信号调节电路330接收所述调节好的混合模拟信号并将其转换成为数字形式。在本实施例中，所述第二模-数转换器356包括一个单通道、delta-sigma转换器。这个转换器的优点是它价格低，并具有低噪声特性。另外，由于使用一个单通道转换器，所以不需要进行两个或多个通道间的调谐。所述delta-sigma转换器所还具有的优点是，它可以进行噪声成型，以改进噪声控制。模-数转换器的一个具体例子是Analog Devices公司的AD1877JR。在本实施例中，所述第二模-数转换器356以50Khz的采样率进行采样。所述第二模-数转换器356的输出为数字信号处理系统334(图2)提供50Khz频率的数字样本。
在图4中更为详细地示出了所述数字信号处理系统334。在本实施例中，所述数字信号处理系统包括一个微型控制器360、一个数字信号处理器362、一个程序存贮器364、一个采样缓冲器366、一个数据存贮器368、一个只读存贮器370和通讯寄存器372。在本实施例中，所述的数字信号处理器为Analog Devices公司的AD21020。在本实施例中，所述的微型控制器360包括一个Motorla 68HC05，具有内装式程序存贮器。在本实施例中，所述采样缓冲器366是一个从所述模-数转换电路332接收50Khz的采样信号并存贮于数据存贮器368中的缓冲器。在本实施例中，所述数据存贮器368是一个32K字(在本实施例中“字”为40位)的动态随机存取存贮器。
所述微型控制器360通过一个常规的JTAG Tap线与所述数字信号处理器362相连。所述微型控制器360通过所述Tap线为数字信号处理器362将一个自举载荷传送到所述程序存贮器364中，并且然后使所述数字信号处理器362从所述程序存贮器364开始自举。然后，在程序存贮器364中的自举载荷将使所述数字信号处理器362的操作指令从只读存贮器370中传送到程序存贮器364中。优选地，所述程序存贮器364是一个用于所述数字信号处理器362的非常高速存贮器。
所述微型控制器360通过通讯寄存器372提供了所述发射电流控制和增益控制信号。
图5-8是由数字信号处理系统334执行的血糖监测系统299中操作的功能性方块图。在本实施例中由数字信号处理器362来实现下面将要描述的信号处理功能，由微处理器360来进行系统管理。在本实施例中，所述的操作是受软/硬件控制的。图5为对进入该数字信号处理系统334的50Hhz采样数据进行的操作的总的功能性方框图。如图5所示，首先由解调模块400执行解调操作。然后由抽取(decimation)模块对所得到的数据进行抽取。然后由血糖计算模块408计算血糖浓度。
总的说来，解调操作将每个发光器的信号从复合信号中分离出来并去除625Hz的载频，只留下原始数据点。以625Hz的间隔将这些原始数据点送至抽取模块进行处理，通过十中抽一将样品减少十倍，得到62.5Hz的样品。该十中抽一操作还对样品进行了某种滤波处理。将所得到的数据进行归一化处理(实质上产生一种归一化的交流/直流信号)，然后在血糖计算模块408中计算出血糖浓度。
图6示出解调模块400的操作过程。图6示出了调制信号的形式。图6绘出了复合信号的一个完整的625Hz周期的头三个波长上的脉冲，其第一个十分之一周期为有源的第一发光器发出的光加上环境光信号，第二个十分之一波长为环境光信号，第三个十分之一周期为有源的第二发光器发出的光加上环境光信号，第四个十分之一波长为环境光信号，依此类推。将采样频率选在50KHz，使得在上面描述的一个完整的625Hz周期中包含80个数据样本，8个样本涉及第一发光器波长加上环境光，8个样本涉及环境光，8个样本涉及第二发光器波长加上环境光，另8个样本涉及环境光，依此类推，直至每个发光器波长的8个样本后面跟8个环境光样本。
由于信号处理系统334控制发光器301-305的启动，所以整个系统是同步的。通过如信号分离模块421所代表的分时信号分离操作将数据同步地分割(从而分离)成8个样品一组的多个样品组。一个8样品组422代表第一发光器波长的光加上环境光信号；第二个8样品组424代表环境光信号；第三个8样品组426代表经衰减的第二发光器波长光加上环境光信号；第四个8样品组代表环境光信号。同样，依此类推，直至针对每个发光器的工作周期都有一个8样品组和一个与之相伴的相应的环境光周期的8样品组。一个选择信号同步地控制信号分离器的操作，以便将送到信号分离器421的输入端的分时的多路复合信号分入到它的有代表性的子部分或组中。
然后如图6中的求和操作模块430，432，434，436所示，计算每个组的最后四个样本的和。应当注意，对其余的波长也进行同样的操作。换句话说，在本实施例中，在信号分离操作的输出端有五个通道。但是，在图6中为简化起见只绘出了两个通道。使用每个组的最后四个数据是因为在本实施例的模数转换器中的一个低通滤波器有一个还原时间。因此，从每个8样本包中收集最后四个样本便可以将前面的信号清除。求和操作430，432，434，436得出的积分结果提高了抗噪声性能。然后，如在减法功能模块438、440中所示，从所述发射光样本之和中减去各环境光样本之和。所述的减法操作使数据中的环境光信号得到一些衰减。在本实施例中，已经证实经过减法功能模块438、440的操作使环境光得到了接近20dB的衰减。如在除以4功能模块442、444中所示，上述发射波长之和的结果值被除以4。每个结果值都提供了一个发射波长信号的625Hz的样本。
可以理解，所述625Hz载频已经被解调操作400消除掉。解调操作400输出的625Hz采样数据是没有载频的采样数据。为满足Nyquist采样要求，需要不足10Hz的采样频率(在本实施例中，在主动波动约为4Hz时)。所以，在十中抽一操作中，625Hz的分辨率被降低为62.5Hz。
图7示出了十中抽一模块402对前两个波长的操作。对于其它波长的数据操作是相同的。以625Hz的频率将每个发射器采样数据分别提供给各自的缓冲器/滤波器450、452。在本实施例中，所述缓冲器/滤波器的样本深度为519点。优选地，所述缓冲器/滤波器450、452功能为先入先出缓冲器。所述519样本经过低通滤波器处理。所述低通滤波器最好具有大约为7.5Hz的截止频率，在截止频率处的衰减约为-110dB。所述缓冲器/滤波器450、452形成了一个具有519个抽头参数的有限冲击响应(FIR)滤波器。为使采样频率降低10倍，如对每个波长进行10中抽一的模块454、456所示，所述低通滤波计算是每10点进行一次的。换言之，随着每个新的10个样本被传送入所述缓冲器/滤波器450、452，则通过用519个滤波器抽头乘以冲击响应(系数)的方法进行新的低通滤波计算。每个滤波计算分别为每个发射器波长输出缓冲器458、460提供一个输出样本。在本实施例中，所述的输出缓冲器458、460也是可存贮570个样本数据的连续型先入先出缓冲器。这570个样本将提供各自的采样组或样本包(也可称为“抽样”)。如图5所示，所述输出缓冲器为血糖计算模块408提供两个波长的采样数据。
图8更为详细地示出了血糖计算模块408的功能操作。如图8所示，所述血糖计算操作接收代表被衰减后的波长信号的、其载频已经被消除了的每个波长(例如，在本实施例中为在62.5Hz的570个样本)的样本包。如在对数模块480、482中所示，通过对数操作对每个波长信号的各自的样本包进行归一化处理。同样，在这一点上，图8中只示出了两个通道。然而在本实施例中共提供了5个通道，每个通道用于一个波长。所述归一化有效地产生一个AC/DC归一化信号，在归一化之后跟着进行信号直流部分的消除，如在直流消除模块484、486中所示。在本实施例中，所述直流消除包括从每个各自波长的抽样中确定样本序列中的第一个样本的直流值(或头几个样本的平均值或整个抽样的平均值)，并从各自的样本包中的所有样本中消除这个直流值。
如在带通滤波器模块488、490中所示，当直流信号被消除后，所述信号将经过带通滤波处理。在本实施例中，由于在每个样本包中有570个样本，所以所述带通滤波器具有301个抽头，以提供一个具有线性相位响应和失真很小或没有失真的FIR滤波器。在本实施例中，所述带通滤波器具有从3.7-4.3Hz的很窄的通带。这样就可提供一个可限制大多数的噪声并保留由主动波动引起的信号部分的很窄的通带。所述301个抽头对所述570个样本进行处理，以获得代表第一发射波长的已滤波信号的270个滤波后的样本以及代表第二发射波长的已滤波信号的270个滤波后的样本，对每个发射波长都同样进行上述过程。在理想状态下，所述带通滤波器488、490有助于消除信号中的直流。然而，在本实施例中所述直流消除模块484、486也有助于进行直流消除。
滤波之后，如在选择后120个样本模块492、494中所示，每个样本包(在本实施例中，现在样本包中有270个样本)的后120个样本被选择进行进一步处理。选择后120个样本是为了给系统提供还原时间。
然后对每一个120-样本包(对每个波长)中的样本进行均方根值(RMS)计算。均方根计算模块495-499表示出了计算总的均方根值的过程。
所得到的每个波长的均方根值为根据Beer-Lambert定律形成方程式提供了归一化的强度值。换言之，对于Beer-Lambert方程I=I0e-(pl·c1·ϵ1-pl·c2·ϵ2+etc.)---(3)]]>进行模块480-482的求对数操作：ln(I)＝ln(I0)-(pl·c1·ε1+pl·c2·ε1+etc.)(4)然后通过直流消除操作484，486和带通滤波操作488，490进行直流消除，使归一化的方程变成：Inormλ＝-pl·c1·ε1+pl·c2·ε2+etc. (5)
每个波长的均方根值(模块495-499)构成方程(7)左侧的Inormλ。每个选定波长的衰减系数都是已知的。
能够理解，每个方程都有几个未知项。具体地讲，每个方程都有一个未知项，该未知项是所关心的每种成分(在本实施例中为血红蛋白、氧合血红蛋白、血糖和水)的浓度和路径长度的乘积。一旦对每个波长的均方根值(该均方根值代表那个波长的归一化强度)形成了一个归一化的Beer-Lambert方程，则可形成如下矩阵：Inormλ1=-(ϵ1λ1·c1+ϵ2λ1c2+ϵ3λ1c3+ϵ4λ1c4+ϵ5λ1c5]]> (6)Inormλ2=-(ϵ1λ2c1+ϵ2λ2c2+ϵ3λ2c3+ϵ4λ2c4+ϵ5λ2c5]]> (7)Inormλ3=-(ϵ1λ3c1+ϵ2λ3c2+ϵ3λ3c3+ϵ4λ3c4)+ϵ5λ3c5]]> (8)Inormλ4=-(ϵ1λ4c1+ϵ2λ4c2+ϵ3λ4c3+ϵ4λ4c4+ϵ5λ4c5]]> (9)Inormλ5=-(ϵ1λ5c1+ϵ2λ5c2+ϵ3λ5c3+ϵ4λ5c4+ϵ5λ5c5]]> (10)其中，
C1＝水的浓度
C2＝血红蛋白的浓度
C3＝氧合血红蛋白的浓度
C4＝葡萄糖的浓度
C5＝葡萄糖的浓度 以及
ε1λn＝水在λn时的衰减系数
ε2λn＝血红蛋白在λn时的衰减系数
ε3λn＝氧合血红蛋白在λn时的衰减系数
ε4λn＝葡萄糖在λn时的衰减系数
ε5λn＝葡萄糖在λn时的衰减系数
如矩阵模块489所示，利用一般的矩阵代数对这些方程进行求解，以便为每一种成分求出浓度与路径长度的乘积。
为了消除路径长度项，在本实施例中，由于需要求得葡萄糖的值，所以如比值模块487所示，计算葡萄糖的路径长度与浓度的乘积与水的路径长度与浓度的乘积的比值。由于进行了归一化处理(即，取交流/直流)和采取最小扰动(例如10％)，所以对每一种波长而言路径长度基本上相同，所以路径长度项取消并且该比例表示的是葡萄糖与水的浓度(最好按mg/dl换算)之比。将葡萄糖的浓度送至显示器336。
应当注意，也可以通过实验产生一个经验表，将一个或多个浓度乘以路径长度的比值项与血糖浓度关联起来。
即使采用上面讨论的图2A所示的发光器驱动电路，具有较长波长的红外发光二极管在它们的能量传输方面也存在着固有的不稳定性。因此，在一个优选实施例中，可以对发光二极管光源的不稳定性进行校正以弥补图2C所示的不稳定性。如图2C所示，该图绘出了两条传输能量-时间曲线。标记为AA的第一条曲线代表由发光二极管发出的波长为660nm和905nm的能量的传输。如图所示，这些发光器具有比较稳定的能量传输-时间特性。
标记为BB的第二条曲线代表由发光器发出的波长为大约1330nm的能量的传输。如图所示，这种波长的普通发光器的能量传输-时间特性是不稳定的。
因此，在一个实施例中，如同集成的光检测器一样，选择1300nm左右的发光器。比较合适的激光二极管是由Laser Diode公司生产的SCW-1300-CD。一种比较合适的发光二极管是ApitaxxETX1300T。利用这样的发光器，可以采用图2B所示的结构，也对发光器内部的光电二极管进行采样以检测初始强度I0与一个常数(α)的乘积。总的说来，用αI0信号去除所检测到的通过手指传输之后的信号。通过这种方式，由于由发光器的不稳定性造成的衰减信号的不稳定性也存在于所检测到的αI0信号中，所以可以将这种不稳定性归一化。
图2B示出了这样的一个实施例，该图只示出(发光器301-305中的)一个发光器301。但是，发光器301-305中的每一个或其中的几个可以是具有一个内部光电二极管的发光器。如图2B所示，发光器301具有一个内部光电二极管301a以及它的发光二极管301b。如图2B所示，由光电二极管301a检测从发光器301中的发光二极管301b发出的光。光电二极管301a的信号被送到前端模拟信号调节电路330A。模拟信号调节电路330A与模拟信号调节电路330相似。但是，由于光电二极管301a所检测的信号比检测器320所检测的信号(由于被组织衰减了)要强得多，所以可能需要不同的放大倍数。
在前端模拟信号调节电路330A中进行了模拟信号调节之后，用一个模数转换电路332a将来自光电二极管301a的信号转换成数字形式。同样，应当理解，模数转换电路332a的结构可以与模数转换电路332的相同。但是，由于来自光电二极管301a和检测器320的信号出现在同一时间，所以需要两个通道。
通过手指衰减了的信号被检测器320检测，并经过前端模拟信号调节电路330，然后在模数转换电路332中被转换成数字形式，后面将对此进行进一步的详细说明。如除法模块333所示，用代表穿过手指310的光强度的信号除以由光电二极管301a检测到的代表从发光二极管301b发出的光的强度的信号。
以这种方式，通过除法运算将初始强度I0中的变化或不稳定因素抵消掉，剩下一个校正的强度除以常数α。在进行了下面将要讨论的求对数运算和带通滤波之后，常数项α被消除，剩下一个干净的信号。
从数学上可以这样来理解，如上面所述，将根据Beer-Lambert定律衰减的信号和由光电二极管301a发出的信号表示为αI0：
这样，由模数转换电路332输出的信号为：
I＝I0e∑(-ε·c·pl)
用方程3除以αI0并将其简化，得到经过除法运算333之后的信号：=eΣ-(ϵ·c·pl)α]]>这样便得到一个送至数字信号处理电路334的归一化的强度信号。
图10示出了一个可以用来根据本发明的技术产生一个主动波动的可膨胀的囊型传感器500的另一种实施例的透视图。这种可膨胀的囊型传感器500是用于床边血糖监测仪的。可膨胀的囊型传感器500具有一个电接头502，用于将该装置连接到血糖系统299上。一般说来，电接头502上带有足够的导线以便驱动发光器301-305以及接收来自检测器320的检测信号。
可膨胀的囊型传感器500具有一个弯曲的上表面504和两个垂直的侧壁506。可膨胀的囊型传感器500还有一个流体压力供应管508。在一个优选实施例中，供应管使空气反复地进出于位于可膨胀的囊型传感器500中的可膨胀囊。流体供应管508与配备了一个循环泵的床边血糖监测系统相连，所述的循环泵用于将压力引入到供应管508中以及除去供应管508中的压力。在一个实施例中，在上表面504上装有一个压力释放阀510，用于释放可膨胀的囊中的压力。
图11为沿图10中的可膨胀的囊型传感器500的剖视图。如图11所示，一个人的指头或手指512放在传感器500内。在光的传输区，手指512由一个垫圈514支撑。一个柔软的可膨胀囊516在光的传输区附近环绕着该手指。垫圈上有一个孔518，使发光器301-305能够无障碍地将光传输到手指512的表面上。
检测器320位于发光器301-305对面，并被垫圈514包围着。检测器320被放在垫圈514上的一个孔520中，以确保光检测器与手指512隔开。图中示出一个螺旋形的箭头从发光器301-305伸向检测器320，表示通过手指512的光能的传播方向。
释放阀510使得可膨胀的囊516中的压力能够被手工释放或自动释放掉。释放阀510具有一个阀片522，阀片522在弹簧的偏压下将一个孔524密封。阀片与释放阀轴526相连。阀钮530与阀轴相连。阀轴贯穿圆筒形的阀腔530延伸。阀腔与传感器500的上表面504相连。阀腔上有一个孔523，使得空气能够轻易地从释放阀中散发出去。最好是将阀设计成能够保证压力不会大到引起神经损伤的程度。因此，如果压力增加到超过某一点，该释放阀使多余的流体能够流出，从而将压力减小到最大允许限度内。这种压力释放阀在本领域中是公知的。释放阀510也可以是弹簧加载的针型阀。
图12为沿图11中的12-12线的剖视图，该图示出当可膨胀的囊516瘪下时传感器500的状态。图12a为与图12同样的剖视图，该图示出囊516鼓起时的状态。
由于具有这样的结构，所以血糖监测系统能够以选定的速率使流体周期性地进出于可膨胀的囊516，从而主动地引入一个如上面所述的具有足够大的幅度的波动。
主动波动的其它应用
如WO96/12435所述，可以对每个120样本包进行饱和度变换。业已发现，在病人运动的过程中，在Master功率曲线上存在一个代表静脉氧饱和度的第二极大值。由此看来，可以通过对受试介质进行物理性的扰动来引入本文所述的波动，以便求得Master功率曲线上的第二极大值，从而在需要时获得静脉氧饱和度。由于血红蛋白和氧合血红蛋白的浓度比葡萄糖的高，并且在660nm和905nm的吸收非常强，所以调制可以低于10％。因此，1-5％的调制能够产生合适的结果。滤光盘
如上面所述，滤光盘110A可以是一个常规的分光滤光器，也可以是按照下面的方法制造的滤光器。
图14表示一个根据常规方法制造出的典型的分光滤光器。以往的用于制造这种光学滤光器的方法通常包括布设一块圆形的基片然后选择性地增加该圆形基片的表面上的涂层厚度的步骤。
图14示出这种滤光器1150具有涂层1152，1154，1156等，随着滤光器1150的旋转，这些涂层的厚度逐渐增加，形成一个螺旋形结构。应当理解，为了便于说明，图14所示的涂层厚度被夸张了。这一光学涂敷的方法基本上围绕着圆形基片的整个圆周实施，因此，随着该涂有涂层的基片的旋转，光学涂层的厚度在整个旋转过程中加大，然后，在一次旋转的终点从最厚的涂层突然跌回到最薄的涂层。
此外，图14所示的常规滤光器通常具有多层(例如通常具有100层或多于100层)。在常规滤光器中通过层数来(为带通滤光器)提供非常精确的通带。图18表示一个常规的旋转分光滤光器在一个选定波长上的传输-旋转角度特性。如图18所示，滤光器的通带对于所选定的波长是非常精确的，通常没有旁瓣，并且其通带之外的传递函数为零。需要很多层才能达到这种近于理想精度的滤光器。可以理解，这种非常窄的通带对于不同波长来讲是处于不同的旋转位置的。换句话讲，一种常规的分光滤光器的性质实际为一种在其不同的旋转位置可通过不同波长的单色光镜。
由于连续旋转从薄到厚的变化使得增加每一层都是很昂贵的。因而，当已经形成了许多层之后(例如，100层或为达到良好的精度需要更多层)，这种常规滤光器就会十分昂贵。
本发明公开了一种完全不同于常规的分光滤光器的分光滤光器。图15示出了一个滤光器以及制造一个滤光器的方法中的几个步骤。
该分光滤光器是用一种新颖的方法制造出来的，在该滤光器中，在基片上产生了多个光学涂层，由此形成一个楔形的基片。当要制成一个旋转滤光器时，在上述步骤之后还要将基片切成一个旋转盘形滤光器。
此外，该分光滤光器比常规滤光器的层数要少。这使得该滤光器的传输特性的精确度较低。图4A-4C示出了一个典型的只有17个光学涂层的旋转滤光器对于选定波长的光学传输特性。图17A-17C所示的传输特性不如图18中的滤光器的传输特性精确。如图17A-17C所示，该分光滤光器对于图示中的每一个波长都具有几个通带。此外，在通带之外，与普通精度的滤光器一样，传输率不完全降为零。通带精度的降低是由滤光器中的层数的减少造成的。应当理解，上面所述的降低的精度并不限于旋转分光滤光器，它对于(例如通过振荡等)振动的分光滤光器以及其它任何在常规情况下具有高精度的通带的光学滤光器也是有帮助的。本发明的滤光器的精度的降低通过后面进一步解释的信号处理而得到补偿，从而得到所需要的精度。采用这种方法能够降低滤光器的造价。
当利用了本发明的滤光器的两个方面的特性(层处理以及减少层数)时，所得到的滤光器的制造成本比常规的分光滤光器要低得多。但是，应当注意，只利用其中一种方法降低成本也是有帮助的。例如。可以利用常规的成层技术将常规的旋转滤光器制造成具有比通常少很多的层，使滤光器通过沿整个一周增加厚度。或者，可以用本发明所公开的方法来制作具有常规精度的旋转滤光器(例如有许多层)，由于这种改进的制造方法而使生产成本降低。
在降低分层的光学滤光器的价格的方法中，平坦的基底层1110被可增加厚度的光学涂层覆盖以形成一个楔形涂层1111。应注意到为清楚地说明本发明，所述光学涂层1111的厚度已经被夸大，而在实际应用中，所述光学涂层1111的厚度在大约1.66微米至大约3.33微米之间，其平均厚度大约为2.35微米。并且还应可以理解，这些厚度为近似的，并随着所述层的折射率的不同而改变。因而，确定上述滤光器的光学涂层只是横切地涂于一个基底层之上而不是连续地沿圆周施加涂层，因而显著地降低了所述滤光器的价格。这里所说的光学滤光器即构成了一种用于振荡型滤波器应用的分光滤光器。
对于旋转滤光器，当光学层1111涂到了基底1110之后，则将从由光学层1111和基底1110所共同组成的楔形板坯上切下一个圆柱形部分1112。然后在所述圆柱形部分1112的中心形成一个圆柱形的孔以形成一个安装孔。在某些应用中，需要形成一个如处于所述光学滤光器圆盘面1120的一部分上的黄铜条带1122那样的光学不透明的条带。所述黄铜条带提供了所述圆盘面1120的一个零传导参考部分，这将在某些信号处理应用中有助于噪声消除。
上述描述提供了对本发明的一个方面的理解的简单说明。然而，应当可以理解，实际上本方法包括：首先将基底切成圆盘；然后将光学涂层涂在所述的圆盘上似乎所述圆盘仍为水平的(square)似的，以使多余涂料能落在在真空舱内支撑所述圆盘的平台上(未示出)。如图15所示，以这样的方法在圆盘1120的表面上形成所述的楔形。
可以理解，圆盘1120的厚度不是连续地在沿着整个圆周旋转中增加，而是先增加厚度而后减小厚度。然而，如下面所描述的，圆周的二个部分都是可以利用的。
除了如上所述要降低所述滤光器的生产成本之外，还需要设置最小的光学涂层的层数。在一个优选实施例中，只需要17层即可达到所需要的结果。
尽管减少层数将使滤光器的精确度降低，但这些不足可以在数字信号处理步骤中得以改善。例如，如前面所解释的，常规分光滤光器通常在一个时间内只通过一个频带(图18)，而所述优选实施例的滤光器可以使多个频带通过，因为信号处理将考虑到这个问题并进行补偿。
在这里应当注意到，在进行液体分析时所需要的分辨率通常没有必要象在包括更为贵重的干涉仪或单色仪的应用中所需要的分辨率那么高。然而，也可以以较大的空间间隔再多加层数，以提高滤光器的分辨率。补偿性数字信号处理
如前面所简述的，根据本发明制造出的具有最少数量光学涂层的滤光器的不精确性可以通过信号处理来进行补偿。
图19为一个详细描述了对根据本发明制作的滤光器的不精确性进行补偿的方法的数据流程方块图。然而可以理解，在运行之前，需要进行初始化。运行前初始化
初始化是在制造厂或者在使用前的其它时间内进行的。一般，如下面参照图20所做的详细描述，先建立一个滤光器特性矩阵。滤光器特性矩阵表示在分光滤光器1120的不同的点上对于不同波长的光的传输特性。采用滤光器特性矩阵的目的是在由检测器产生的电信号中提取出那些仅仅是由滤光器1120引起的光学衰减所产生的信号。换言之，知道了滤光器的特性，就可以计算出滤光器的效果。
滤光器的特性矩阵是一个二维矩阵。滤光器的特性矩阵的一列代表一个特性化了的光的波长，一行代表滤光器1120的一个位置(在本发明中为旋转位置)，(滤光器特性的)特性化是在所述的位置上实现的。这样，在一个实施例中，当有16个特性化了的波长并且限定了滤光器1120的256个位置时，滤光器的特性矩阵有16列、256行。在此应当理解，并不是一定要采用16个不同的波长；采用其它的波长来提高信噪比也是特别可取的。由于在滤光器的每一个位置上有大约一半的入射光通过该滤光器传输，同样的波长要检测多次(尽管每一次都与其它波长形成一种特定的组合)，所以总的信号强度是任何一种单波长的强度的10至100倍，远远高于噪声水平。这被统称为Felgate效应。以这样的方式，将整个滤光器1120对于预期测定的波长的谱响应完全特性化了。下面参照图20详细描述用来构成滤光器的特性矩阵的方法。滤光器的特性矩阵的推导
图17A-17D与图20更为详细地说明了用于求得滤光器的特性矩阵的方法。图20示出了推导流程，该流程始于模块1800。
功能块1830-1845和图17A-17D说明了根据本发明构成滤光器的特性矩阵的方法。滤光器1120在滤光盘1120的不同位置上以不同的比例反射及传输不同波长的光辐射。图17A-17C对此作了清楚的表述，其中，图17A表示波长为850nm的光在圆盘的256个旋转位置中的每一个上的光学传输率(对于一个实施例)。如图17A所示，当圆盘1120处于初始位置(即＝0，0代表滤光器1120的旋转位置)时，波长为850nm的光通过滤光器1120传输的传输率为大约10％，而当圆盘1120转到＝32的位置上时，波长为850nm的光通过滤光器1120传输的传输率为大约25％。再者，当圆盘的旋转位置在＝128至＝160之间时，波长为850nm的光通过滤光器1120传输的传输率为大约75％。这样，如图17A所示，将圆盘滤光器1120在256个旋转位置上对波长为850nm的光的传输率完整地描绘出来了。
图17B表示波长为1150nm的光在圆盘1120的与上面同样的256个旋转位置中的每一个上的光学传输率。同样，图17C表示波长为1350nm的光在圆盘滤光器1120的256个旋转位置中的每一个上的光学传输率。在本发明的一个现有实施例中，针对850nm至1400nm之间的16个波长中的每一个都描绘出了滤光器1120在256个旋转位置上的光学传输特性。
因此，通过这些测定可以构成一个如图17D所示的滤光器的特性矩阵。图17D中的滤光器的特性矩阵被表示为F(，λ)，它包括256行，16列。滤光器的特性矩阵的每一列包括在圆盘1120的256个旋转位置上该圆盘对该列所代表的选定波长的谱传输特性。
为了构成图17D所示的滤光器的特性矩阵，如在功能块1830中所示，用16种波长中的每一种对滤光器1120的第一个旋转位置进行照射，以得到对该16个波长中的每一个的谱传输系数。如在功能块1830中所示，当第一旋转位置的谱传输系数已经确定时，则如在功能块1835中所示，将以16个选定的波长在第二旋转位置(例如，＝1)照射所述滤光器以得到第二旋转位置的谱传输系数。这一方法将对所述圆盘1120的每个可能的旋转位置上进行，如功能块1840所示直到用16个选定波长照射到所述圆盘滤光器的第m个或最后一个旋转位置(例如，第256位置)并得到最后旋转位置的谱传输系数为止。在一个优选实施例中，使用了一个步进电机，旋转位置将随着圆盘1120的旋转而精确地达到。当然，使用具有显磁极并且以恒定速度旋转的计算机磁盘电机只要使相位抖动减小至小于256分之一也是可以的。
如功能块1845中所示，当圆盘1120的全部256个旋转位置的全部16个波长上的谱传输系数都已确定后，则可形成滤光器的特性矩阵。该矩阵由行和列构成，列代表系数，行代表对应于系数的波长。当形成了滤光器的特性矩阵之后，则系统就具有了必要的处理条件。
可以理解，滤光器的特性矩阵的导出描述了所述旋转滤光器1120的作用。然而，对于振荡滤光器、或其它如Farbry-Perot型滤光器等具有确定位置的滤光器和即使是如应用于CCD的滤光器的这类固定滤光器，也可以用上述方法确定其特性。运行处理
下面参照图16，20和21讨论通过利用滤光器的特性矩阵来计算滤光器的不精确性的总的处理过程。
图16表示滤光器1120在一个监测血液成分的系统中的应用。图6表示计算滤光器的不精确性以求得被测介质的特性的几个步骤的总流程图。图20表示通过信号处理计算滤光器的不精确性的过程的总的功能性流程图。如图19所示，起始方块1300代表处理的开始。首先，如功能块1305所示，进行内务操作和自检。简单地说，内务操作和自检包括引导操作和常规的初始化自检程序。例如，系统首先确定是否有足够的信号强度来保证进行精确的读数。在完成内务操作和自检之后，如功能块1310所示，起动一个光源1110(图16和21)，使光1115通过滤光器1120传输。开始时，在未将受试介质1131放在滤光器1120和检测器1140之间的情况下起动光源1110。这样，由检测器1140(图16)检测到的光代表基线光强度(I0)，该基线光强度可以用作一个判别标准，用于例如确保不会将一个太暗或太亮的灯插进来作为替换灯。在一个实施例中，可以在光源和滤光器1120之间加一个透镜1117(图21)，以便将光1115聚焦到滤光器1120上。
在确定了初始基线光强常数之后，如功能块1312所示，将受试介质1131插入。
如功能块1315所示，将入射到检测器1140上的光转换成电信号，再在一个前置放大器(未示出)中将该信号放大，用一个带通滤波器(未示出)滤波，再利用一个模数转换器1142采样。由于滤光器1120一直在旋转(在一个实际的实施例中每秒大约转78.125圈，尽管也可以根据具体的应用需要而采用其它转速)，所以由检测器1140输出的电信号的样本代表的是在滤光器1120的不同旋转位置检测到的光强度。在一个优选实施例中，滤光器1120的一次完整的旋转(即360°)对应于512个数字样本。即，在与滤光器1120的一次旋转相应的时间内要采集512个样本。这样，假如滤光器1120每秒旋转78.125圈，则在大约1/78秒的时间内将要采集512个样本，所以，模数转换器1142的采样率为大约每秒40,000个样本。
如上所述，根据本发明构成的滤光器1120在其完整的一圈中包括一些多余的区域。确切地说，滤光器1120是对称地分层的，所以滤光器的第一个半圈提供的信号是其第二个半圈的信号的镜象。这就是说，如图15所示，滤光器被做成楔形，因此，它在一个方向上的厚度是恒定的，而在垂直方向上，其厚度线性地增加。所以，滤光器1120的第二个半圈是多余的。由于这个原因，可以将在滤光器1120的一个半圈上采集的数字样本放弃掉，所以，在上述的实施例中在滤光器1120的每一次旋转中只有256个样本而不是512个样本被用于数字信号处理。或者，也可以将所有的512个样本都用上，通过对相应的值进行平均来进行处理。在另一个优选实施例中，可以将滤光器的多余的那一半用来做滤光器和电源标定。256个样本中的每一个(如果只用一半的样本)代表滤光器1120上的一个具有不同的光传输特性的不同部分。
比较可取的是，对滤光器1120进行专门的设计，使其具有一个不透明的条带(即黄铜条带1122)。通过监测由检测器1140输出的强度，数字信号处理器1145检测滤光器1120的不透明条带1120何时处在光1115和检测器1140之间。当光被不透明的条带1122阻挡时，这一强度基本上为零。由于不透明条带1122挡住了由光源1110发出的几乎所有的光辐射，所以当光被挡住时由光检测器输出的任何信号(例如来源于室内光，热效应等)都将被解释成电噪声，它既不是由受到测试介质1131的谱吸收特性产生的，也不是由滤光器1120的谱传输特性产生的。所以，数字信号处理系统1145把当黄铜条带1122处在光源1110和光检测器1140之间时在光检测器1140的输出端出现的信号解释为随机噪声，在此之后，将从光检测器1140输出的所有信号中减去这一随机噪声。在一个实施例中，只需要从与在功能块1315中得到的检测信号样本对应的每一个数字值中减去与所检测到的噪声水平对应的数字值就可达到此目的。或者，可以在光路中插入一个光闸，也可以通过瞬时地关闭灯1110来产生同样的效果。以这种方式消除系统中固有的电噪声干扰，使得在后面的处理步骤中考虑的是由滤光器1120(以及受试介质1130)的光传输特性产生的电信号。
当去除了系统中的随机噪声干扰之后，控制从功能块1315转至功能块1323。在功能块1323中，将信号除以I0以归一化该信号。然后在功能块1325中对这个归一化了的信号进行处理，用在功能块315中得到的样本值构成一个信号强度矩阵，或矢量(把减去电噪声以及在功能块1323中执行的信号归一化考虑在内)。图21表示一个信号强度矩阵Im。
信号强度矩阵1000(图21)是一个单列矩阵(有时称作一个矢量)，它包括256个信号强度值(例如，在本实施例中，每一个值针对滤光器1120的一个采样旋转位置)。因此，信号强度矢量1000是通过直接测定通过滤光器1120和受试介质131的光信号而获得，并由光检测器1140检测到的。当然，用于构成信号强度矩阵1000的值是在从每一个样本中减去了噪声之后，从由检测器1140输出的信号幅度中取出来的。用符号φ表示由模数转换器1170采样得到的滤光器1120的每一个旋转位置，则φ1对应于滤光器1120的第一个旋转位置，φ2对应于滤光器1120的第二个旋转位置，直至φ256，对应于滤光器1120的最后一个旋转位置，在此之后将再一次取φ1。利用这种符号表示法，Iφ1对应于当滤光器1120处在第一旋转位置φ1时由光检测器1140检测到的光强度，Iφ2对应于当滤光器1120处在第二旋转位置φ2时由光检测器1140检测到的光强度，等等。这样，该信号强度矩阵是一个单列的矩阵，它具有从Iφ1至Iφ256的256个数字值，这些值对应于在滤光器1120的每一个旋转位置上检测到的光强度。在一个实施例中，通过对几圈中的强度值取平均来构成信号强度矩阵。
当在功能块325(图19)中得到了信号强度矢量(在后面将用I(φ)表示)，并且如上面所述得到了滤光器的特性矩阵(在后面将用F(φ，λ)表示)而且将其以数据的形式在功能块1333中输入之后，如功能块1330和1331所示，可以将信号强度矩阵和滤光器的特性矩阵结合起来求得一个仅代表受试介质1131的光吸收特性的矩阵。即，由于通过信号强度矩阵I(φ)知道了总的光吸收率，又通过滤光器的特性矩阵F(φ，λ)知道了滤光器1120的光传输特性，则通过从总的强度矢量I(φ)集合中去除滤光器的光传输特性，可以得到由受试介质1131的特性产生的检测光的光吸收率。通过如功能块1331所示先对滤光器矩阵进行逆变换，再如功能块1330所示用滤光器的逆矩阵乘以信号强度矢量I(φ)，就可以实现这一目的。
如果用T(λ)表示通过受试介质1131的传输率，将光通过受试介质1131的传输率定义为波长的函数，并且将光通过滤光器1120的一个选定的旋转位置(例如当φ＝0时，对应于0°)时的传输率保持为波长的函数并且用函数F(φ，λ)表示，则将由受试介质1131和滤光器1120在这些同样的波长上引起的光吸收率的组合式表示为函数I(φ)。为了根据强度矢量I(φ)和滤光器传输矩阵F(φ，λ)求得T(λ)，则将强度矢量I(φ)与F-1(φ，λ)相乘。
函数I(φ)与F(φ，λ)可以分别用信号强度和滤光器的特性矩阵表示。则，由于
I(φ)＝F(φ，λ)×T(λ) (13)并且I(φ)代表一个包含在每个旋转位置值φ时的强度值的单列矩阵(向量)，而F(φ，λ)代表一个包含在每个φ值和每个λ值上的滤光器的传输系数值的二维矩阵(图17D)，则可以将代表通过受试介质1131的光传输率的函数T(λ)表示为一个具有对应于每个不同波长值λ的值的单列矩阵。
根据本发明的一个实施例，为了描述受试介质1131和滤光器1120的谱特性，在850nm至1400nm的范围内选择16个波长。
上述方程(1)的矩阵形式为：I(φ) F(φ，λ) T(λ)如式(2)所示，信号强度矩阵I(φ)等于二维滤光器特性矩阵F(φ，λ)与单列被测介质矩阵T(λ)的乘积。在这个等式中，有两个矩阵已经给定(例如，I(φ)和F(φ，λ))。因而，代表被测介质1131对在850至1400纳米之间16种选定波长的光的光学传输特性的第三个矩阵T(λ)，即可通过用常规的矩阵求逆和相乘技术求得，即简单地将信号强度矩阵I(φ)乘以用F(φ，λ)-1表示的滤光器特性矩阵的逆矩阵，如下所示：T(λ) F-1(φ，λ) I(φ)
因而，如在功能块1331中所示，对所述滤光器的特性矩阵进行求逆变换，F(φ，λ)-1，然后在功能块1330中将这个逆矩阵乘以信号强度矩阵I(φ)以求得被测介质1131的频率响应，该频率响应用被测介质的特性矩阵或传输向量T(λ)来表示。
图21以图画的形式示出了这一操作。如图21所示，光源110发出的光通过透镜1117和滤光器1120，形成滤光后的光辐射1125。光辐射125通过受试介质1131，形成用于生成信号强度矩阵1000的光信号。
如功能块1005所示，用滤光器的特性矩阵1010的逆矩阵乘以信号强度矩阵1000。如图21所示，如上面所述，滤光器的特性矩阵1010是通过对滤光器1120的分析得出来的。用滤光器的特性矩阵1010的逆变换乘以信号强度矢量1000，得到光频率响应矩阵，或传输矢量1015。
进一步的处理取决于需要对受试介质所进行的分析。涉及血糖监测方面的应用
如上面所述，滤光器可以用于在不需要采血的情况下监测病人，例如糖尿病人体内的血糖水平。下面简要描述这一应用。
图3示意性地表示了滤光器1120在一个血糖监测仪中作为一个光学滤波器的工作情况。从光源1110发出的光辐射1115经过透镜组件1117(可以由光纤或类似元件构成)聚焦，然后通过滤光器1120。分光滤光器1120包括一个能透光、可旋转的圆盘基片，其上覆有具有不同厚度的光学涂层，因此可以对从近红外(NIR)(例如700nm)到红外(IR)(例如1400nm)这样一个宽谱带范围1115内的光辐射进行调制。滤光器1120还包括不透光的条带1122，该条带1122可以由例如黄铜或其它一些金属构成，它从滤光盘1120的中心沿径向向外设置。该不透明条带形成一个“0”位置指示，它所产生的光强度或电偏移为0。在一个优选实施例中，滤光盘1120在一个平稳的圆盘形电机的驱动下作圆周运动；但是，采用一个步进电机也是很可取的，因为它具有公知的相位调节作用。经过滤光的光辐射1125从滤光器1120发出，经过一个充满了血液的肉体介质，例如指尖1130。在某些应用场合，可能需要在滤光器1120和手指1130之间加一个聚焦透镜，或其它导光器件。由检测器1140来检测通过了手指1130的光。一般情况下，由模数转换电路1142对检测信号进行调节并将其转换成数字形式。数字信号处理器1145接收数字信号，并且对分光滤光器的不精确性进行补偿。
在工作中，当波长范围在大约700nm至1400nm(在另一个实施例中为850-1700nm，其最高和最低波长的比值为大约2∶1)的宽带光源1110发出光1115之后，这个宽带的光1115通过旋转着的分光滤光器1120照射出来。应当注意，光1115被光纤、透镜组件(例如透镜1117)或类似器件聚焦到滤光器1120的一部分上。随着分光滤光器1120的旋转，宽带的光1115通过分光滤光器1120的一部分而被滤光，产生滤光后的光辐射1125。如上面所述，分光滤光器1120上涂有不同厚度的光学涂层，因此，分光滤光器1120的不同部分通过不同波长的光。因此，随着滤光器1120的旋转，由滤光器输出的光辐射1125包括不同波长的光辐射。在一个实施例中，用一个光纤将从滤光器1120的一部分发出的光辐射1125传到病人的手指1120上。在此应当注意，由于滤光器1120的光学特性可以被仔细地检测出来，并且分光滤光器1120的旋转速度是已知的，所以从滤光器1120发出并照射到手指1130上的光辐射1125随时间变化的形式可被精确地定义出来，并进而可用到信号处理过程当中，以确定由光学滤波器1120引起的衰减的幅度。
用于照射手指1130的光辐射1125经过手指1130后产生可检测的光1135。正如本领域所公知的，光辐射1125的某些部分不受阻碍地通过手指1130，光辐射1125的某些部分在手指1130中被反射从而产生散射。通过手指1130形成的散射光辐射和不受阻碍地通过手指1130的光一起构成光1135。光辐射1125的某些部分被手指1130中的成分吸收。
众所周知，手指1130包括指甲、皮肤、骨头、肉和血液。血液本身主要包括水、氧合血红蛋白、血红蛋白、类脂体、蛋白质和葡萄糖。手指(例如神经、肌肉组织等)中的这些成分中的每一种都对通过手指130的光辐射1125起吸收和散射作用。通过一种不均匀的介质的光辐射的吸收特性通常遵守一些早已确定了的定律，这些定律与各种成分单独提取的光学特性有关。Beer-Lambert方程近似地表达了这些定律，其中低散射的应用最符合Beer-Lambert方程。通过了手指1130的光1135入射到光检测器1140上。光检测器1140产生一个与光1135的总强度成比例的电信号。
尽管光1135在不同的波长上一般具有不同的强度，但光检测器1140产生的电信号与由检测器1140检测的光通带内的光1135的谱响应曲线之下所包含的面积成正比。即，光检测器1140接收在不同波长具有不同强度的光。由于检测器1140的特性所限，所检测到的波长局限在从大约850nm至大约1700nm的通带范围内，因此，如果将强度描绘成波长的函数，得到一条谱响应曲线，在谱响应曲线下面的面积将代表入射到检测器1140上的平均光辐射强度。因此，由检测器1140产生的电信号与光1135的总的(即平均的)强度成正比。
根据本发明构成的滤光器1120在其一个整圈中包括一些多余的部分。确切地说，滤光器1120是对称成层的，所以，该滤光器的第一半圈与滤光器1120的第二半圈的信号基本上对称。这就是说，如图15所示，滤光器被做成楔形，因此，它在一个方向上的厚度是恒定的，而在正交方向上的厚度则线性地增加。所以，滤光器1120的第二半圈是多余的。由于这一原因，可以将为滤光器1120的半圈采集的数字样本放弃掉，所以，在一个实施例中，在滤光器1120的每一次旋转中有128个样本而不是256个样本用于数字信号处理.当然，可以理解，不透明的条带会造成某些样本的丢失。或者，也可以将所有的256个样本都用上，通过对相应的值进行平均来进行处理。在另一个优选实施例中，可以将滤光器的多余的那一半用来做滤光器和源标定。128个样本中的每一个(如果只用一半的样本)代表滤光器1120上的一个具有不同的光传输特性的不同部分。滤光器的生产技术条件
在血糖测定的一个优选实施例中，滤光器1120的生产技术条件如下：尺寸： 20mm宽×20mm波长跨度，线性多层涂层基片： 25mm外径的玻璃圆盘，中间有一个7.5mm的轴孔通过的波长： 700-1400nm1/2带宽： 50-200nm，通带可以重复阻带： 无环境： 抗聚光湿度，0-70c
产生一些通带边缘以区分20nm的带边。
可以使通带在窗中以象400cm-1那样小的间隔重复，或者在窗中重复17-18次。通带中心的传输率应当达到100％，通带之间的区域应当达到100％的反射率。
对窗外部的阻带的要求不那么严格。它们可以受到带边材料的限制，例如RG660，RG700，或者半导体，或者通常在7100cm-1以下的玻璃中出现的O-H带。
只有分辨具有一个或多个通带边缘的200cm-1左右的波数通带的能力将会限制生产成本。
本实施例的特征
滤光器最好是没有窄于8000至11000cm-1或大约910至1250nm的窗。带宽最好是宽于200cm-1，带边缘最好窄于200cm-1。主要通带的最大传输率最好是高于80％，最小传输率最好是低于20％。其它任何通带应当是可以一个接一个地重复的；但如果它们不是可重复的，则可以采用一个与数字信号处理器相适应的校准ROM来完成每个滤光器的初始校准。
本实施例的机械约束及特征
为了能在自然条件下携带，最好是使线性滤光器以低于4800转数/分的转速绕其中心旋转(尽管在某些工业应用中采用大约48000转数/分的转速比较合适)，其中心孔的半径在9mm至45mm之间，净孔直径在1mm至3mm之间，数值孔径在.12至.40之间。光路贯穿一个小的圆形部分，沿着旋转滤光器的一个环形区传输，引起一些波长的正弦扫描，尽管这些波长是线性分布的。
为了达到动态平衡以及较小的扰动，将线性滤光器置于一个圆形基片上。由于其中心从光学角度来说是没有用的，所以最好开一个用于安装转轴的具有标准直径的孔；本发明中的该部件大多采用0.5000-.000，+.0005″或7.5-0.0+.1mm的直径。对于一个小的滤光器，例如直径为20mm的滤光器，可以考虑将其焊接到没有涂层的那一侧。注意，滤光器的固定件没有辐条或其它阻断光路的结构。
尽管上面已经展示并描述了本发明的优选实施例，但本领域的技术人员应当明白，在不背离本发明的构思的条件下可以作出其它各种改变和改进。例如，本发明的原理和方法可以用于检测血流中的示踪元素(例如用于药检等)。因此，本发明的范围只由其权利要求书限定。