本发明涉及一种用于恢复具有一相位对称性为2π/M的数字调制波的载波的电路，其中M是各状态的信号构象的对称阶数;该电路包括用于快速自动探测的装置，该探测装置包括一个具有一供给所述载波的输出端和一控制输入端的电压控制振荡器，一误差信号ε（φ）加到该控制输入端，以便变更该振荡器的相位，并将它调整到所述数字调制波的相位，所述数字调制波被引入到第一信道和第二信通，该第一信道包括下列串联装置： -一个解调器，它接收所述调制波和所述振范器的输出信号，该解调器后跟随有一低通滤波器，该滤波器产生滤波后的信号X，
所述第二信道包括下列串联装置：
-一个用于使所述振荡器信号移相90°的移相器，
-一个接收所述调制波和移相器的输出信号的解调器，该解调器后跟随有一个产生滤波后信号Y的低通滤波器。
所述两个信道带有一基本时钟H（恢复后的时钟符号）进入一个相位比较装置，该装置借助一可变速率的采样时钟确定一比较器信号，并使这种信号生效，该采样时钟通过去掉某些边沿而复制出基本时钟H，所述比较器信号被存入、并然后引入一个产生振荡器控制误差信号ε（φ）的放大滤波器，信号构象的各状态的图解表达方式是由函数F（A，φ）以极座标所定义地，其中A是幅度而φ是该构象的每个信号点的相位，以及φ是接收到的调制波和相应的构象的信号点之间的相位差。
本发明还涉及使用了一载波恢复电路的各种装置，例如数字发送装置;更准确地说，还涉及其中数字信息在通过一电磁波的调制而发送以后被通过相干解调而恢复的那些装置。这些装置都是在数据传输调制解调器、微波无线链路、用于外差链路的空间或光通信系统中使用的。
为了实现相干解调，所述载波的相位一般是借助包括在载波恢复环路中的一振荡器来恢复的。这个振荡器的电压是由检测该振荡器和该传输载波之间的相位误差的相位比较器的输出信号的滤波后的信号型式控制的。
对于具在大量状态的数字调制系统来说，所述振荡器和载波之间的相位差必须被限制在小的数值。然后利用窄带低通滤波过程把恢复环路的噪声带宽缩小。这一缩小结果使相位噪声很低，从而结果也使探测范围降得很低。为了弥补这一缺点，使用了某些辅助装置以便帮助探测。
在这些辅助装置中，普遍采用了产生一取决于该振荡器和该载波间的频率差的电压的鉴频器，例如于1985年10月25日公开的第2，552，959号法国专利说明书中所描述的那样。这个说明书涉及一用于具有一相位对称性为2π/M的数字调制系统的载波恢复电路，在该电路中，所述相位比较器的输出信号的可变速率的采样过程把该相位比较器变为一个鉴频器。这一特性是通过消除相位比较器输出的零点交叉而获得的，这种输出的零点交叉是当在振荡器和载波之间的相位误差等于π/M+2k π/M时出现的，其中k和M都是整数。
鉴于两个正交载波的多状态数字幅度调制在上述说明书中所描述的鉴频器具有一些缺点，这是因为其增益是递降的，这由于在该相位比较器的被采样的输出中出现了各零点交叉是被考虑了的，但并不对应于零相位误差。实际上，从一基本时钟H开始，这个鉴频器产生一采样时钟，该采样时钟中这种基本时钟H的某些有效的边沿都已被消除。这种消除出现在当检测到该振荡器和该载波间的相位差等于（π/M）+（2k π/M）的零点交叉的时候。
但经验表明，在相位和幅度调制中，在相位比较器的输出中往往有其它的零点交叉，从而使载波的正确探测恶化。例如，在16QAM调制情况下，普遍采用的相位比较器的输出当在对于各状态：（3，1）、（-1，3）、（-3，-1）、（1，3）的相位差φ＝arc tan（1/3）时都具有零点交叉。其它状态显出相似的特性。而且，在更加重要的各调制状态数的情况下，这些不需要的零点交叉的数目将增ぃ饨垢眉灯鞯墓ぷ髦柿拷档汀?
因此，本发明的目的是通过避免考虑所有这些不需要的零点交叉而消除所造成的质量降低。
此外，如在本文开头所述，本发明特征在于该载波恢复电路包括一相位比较器装置，该比较器装置交替地工作为一个相位检测器和为一个频率检测器，因而它包括用于借助位于所述信号构象的某些状态周围的各选择区域来选择各接收信号点的装置，所述各区域组成各环段，并且它们是由下列交叉线所确定的：
-首先，是对应于一在所述接收到的调制波和所述构象的相应信号点之间的相位差φ的角度区段（-θ，+θ），这样φ的绝对值小于θ，该θ是某一预置边界;每个区段具有一条通过所述信号构象的各对角状态的对称轴线，这些区域都位于所述信号构象的各对角状态周围;对于在一四分之一的平面中的这些区域来说，只有一个具有一给定幅度A的单一状态。
-其次，是各边界圆，各边界圆以所述信号构象的原点为圆心，半径为（A1+A2）/2，所述各边界圆都是等距于两个把各状态连接在一起的连续的圆，其中一个圆以所述恒定幅度A1通过各状态，而另一个圆以相继的恒定幅度A2通过各状态，这样就形成各环;原点形成最里面的圆，所述外面的边界（圆）是由所检测到的信号的最大幅度所限定的，该装置还包括采样时钟发生装置，该发生装置在所述探测状态（摘机）使基本时钟H只对这些选定的区域生效;而在所述永久状态（挂机）使时钟H的所有边沿都生效以形成采样时钟。
当所述构象的各状态在同一圆中的两个相邻状态之间具有小于π/2的一最小角度时，则就考虑所述相位差（例如φ＜θ的绝对值），这意味着：当对这两个相邻状态来说所述相位差符号是相等时，则该区域就是选定的。
为了选定所述各区域，数据X和Y被用来向一存储器寻址，该存储器容有属于或不属于在该选定的区域之一中所接收到的信号点的信息以及与之相关的误差的符号和幅度的信息。
这种电路是基于当相位差φ的绝对值超出某一数值时将该误差信号存储起来的构思的。这种存储功能是在双稳态触发器中实现的，该双稳态触发器的输出数据在两个效的、识别的零点交叉之间保持恒定。这种误差信号可提供关于所述振荡器和载波之间的频率差的符号方面的信息。这种存储功能是在比较器输出的相位差位于所限定的选择区内时实现的。
这种载波恢复电路利用了一种具有下列特性的相位比较器：
-在出现零的相位误差时，其特性曲线就变为零;
-其特性曲线具有2π/M的周期，其中M是该调制的对称阶数。
本发明用于具有一相位对称性为2π/M的数字调制系统，其中M是所述信号构象的对称阶数。因此，某一4-状态的相位调制具有对称阶数为4的对称性，对于8-状态相位调制，则其对称阶数为8，对于一16QAM调制（利用两个正交载波的幅度调制来进行相位和幅度调制），则其对称阶数为4。
但是本发明在2n型（n＝整数）（例如64QAM，256QAM）的大量状态中的幅度和相位调制的情况下，显示出它的各种决定性优点。在对于在信号构象的某些信号点之间的相位差小于对称性2π/M的幅度和相位调制情况下，本发明也显示出各种优点。因此，在64QAM调制中，其对称性是π/2，但在状态（+1，+1）和（+1，+5）之间的相位差值是π/4 arc tan（1/5），对称性就小于π/2。
在载波探测阶段中，所述数字调制波将能够提供所述信号构象的所有信号点。因此本发明消除了容易引起错误探测的所有的各接收信号点，而只使用容易产生正确探测的信号点。
因此，本发明的载波恢复电路包括用于借助位于所述信号构象的某些状态周围的区域而选择各所述接收到的信号点的装置。
这种选择是通过判定各接收到的信号点是否属于一些区域（对于这些区域来说，在这些区域中所收到的任何信号点表现出一与所述发送信号点的相位差值）来实现的，使得这个相位差的绝对值保持在某一预定值以下（对于2k π/M来说则除外），这样使它有可能在k π/M处消除各零点交叉。
因此，所考虑的相位信息只是由在这些区域中所接收到的信号点所提供的信息。为了判定这些信号点是否是属于这些区域，并然后考虑可分配到那里的信息，本发明提供了一可插入在一载波恢复电路中的相位比较器装置。为此，所述数字调制波同时输入到两个解调器，这两个解调器也接收该振荡器的输出信号，其中一个是直接接收的，而另一个是经过一个π/2移相器而接收的，从而分别产生所述解调后的信号X1和Y1。对这些解调后的信号进行滤波以后而形成相应的信号X（同相）和Y（正交）。信号X和Y输入到所述相位比较器装置，并用来向某一存储器寻址。把数据X和Y根据确定各选择区域所需的精确度以某些位数编码。
所述相位比较器装置包括两个分别插入在同相信道和正交信道中的模-数转换器，以便接收直角座标X和Y的接收信号点，所述两个转换器提供向某一可输出P个比特的存储器寻址的数据，其中一个比特是一个属于所述各选择区域之一中的接收到的信号点的比特，它驱动一逻辑“或”门的一个输入端，该“或”门的另一个输入端接收一个外来的挂机/摘机信号。同时该“或”门的输出信号与基本时钟H一起进入一“与”门，以致当在探测状态该接收到的信号点不存在于某一选择区域中时抑制边沿，并当在永久状态使所有的边沿生效，以便形成驱动接收来自所述存储器的P-1个比特的P-1个双稳态触发器的采样时钟;同时各所述触发器的输出信号驱动一发出通过该放大滤波器而作用到该振荡器上的误差信号的数-模转换器。
参阅附图，从下面通过非限制性的实例所给出的描述，将会更好地了解本发明和怎样实施本发明，在这些附图中;
图1在四分之一的平面中示出所述64QAM（正交调幅）信号构象，其中按照本发明的所述各选择区都是在一预定的边界为θ≤18.92°的情况下示出的;
图2示出类似于图1的但边界为18.92°＜θ≤22.62°的信号构象;
图3示出类似于图1的但边界为22.62°＜θ≤28.07°的信号构象;
图4示出根据本发明的载波恢复电路的方框图;
图5示出在存入双稳态触发器前、后的比较器输出信号的相位变化和该相位比较器的特性。
图1在四分之一的平面中示出一个64QAM波的16个状态。对于整个平面来说，该系统具有一相位对称性为2π/M＝π/2。根据相对于所述振荡器的输入调制波的相位变化，对所述信号构象的某一特定状态来说，所述接收到的信号点将移动通过某一以0为圆心、经过所述特定状态或该状态附近的圆。
在两个具有模量A1和A2的状态之间（模量A1和模量A2是连续的），例如状态（3，3）和（5，1），离该两个状态等距处限定出一个边界圆40，而它的半径为（A1+A2）/2。这就容许把属于该两个状态的区域定义为它们各自的模量的一函数，并且可限定出通过所有具有同样模量的各环。在这些环内就可收到无论是什么相位的信号点，并且可使它们位于该信号构象状态的任何一侧，从而限定出某一相位差值。如果该接收到的信号点的相位大于所述构象点的相位则就产生正号，反之亦然。接着使一个部分产生成为所述构象的总平面的极座标图。任一方向的旋转可表征所述相位差的正、负号。
本发明为相位差φ定义一边界θ，在该边界以外所接收到的信号点不再用来使所述恢复电路的本地载波与发送的载波同步。这样，由本发明所确定的区域是由各边界圆和区段（-θ，+θ）所界定的。因此，围绕状态（3，3）有一选择区域，该选择区域是具有负号，由边界圆40和31以及线段32和34所界定的。还有一个具有正号的选择区域，由同样的边界圆和线段33、34所界定的。
对于状态（1，1）和（7，7），这以下列的特点以同样的形式出现。对于状（1，1）而言，所述内边界圆是由原点构成。对状态（7，7）来说，并未划定出外边界圆，所述边界是由所接收到的信号点的最大幅度所构成的。
各状态（±1，±1），（±3，±3），（±7，±7）对整个64QAM信号构象来说都具有一相等的π/2的对称性。因此，它们必定是在该信号构象平面的四分之一中确定的。另一方面，在四分之一平面中有一对角状态（+5，+5），它的对称性低于π/2，因而不能区别于状态（+7，+1）和（+1，+7）。因此，在通过这三个状态的环中就没有任何选择区域了。
因此，本发明确定了三个位于围绕各对角状态（1，1）;（3，3）;（7，7）而界定的环中的选择区域，它们在图1中是用阴影区域示出的。用沿X和Y轴的直角座标数据示出的输入信号可确定该接收到的信号点是否是属于或是不属于这些区域之一的。根据所需精确度，对沿X和Y轴的数据在数个比特上进行编码。如果该接收到的信号点是位于选择区域的某一区段中的，例如35;则它将被提供符号信息（在这里为负号）和在需要时表征它离开状态（3，3）的距离的幅度信息，以便产生合适的相位校正。可以用两个比特来构成一简单编码，把一个比特用于符号，而另一个用于校正的幅度，这样就对整个区域来说是恒定的了。
用三个比特可构成一更加精确的编码，一个用于符号、其它两个比特用于根据该信号点35在该选择区域中的位置而限定出若干校正幅度。
对所有选择区域进行这种编码。所述边界θ在不同情况下对每个区域可以是不同的。
图2示出与图1相同的情况，只是其中有一个更重要的边界θ。在该情况下，例如从状态（+5，+7）开始，相应于相位差φ＝-θ而示出一个区段，该φ是限定出构成属于状态（5，7）而具有负号的区域范围的线段41的。这个区域叠在属于状态（7，5）而具有负号的区域上。当这两个具有负号的相位差值区域互相复盖，而各接收到的信号位于阴影区42中时，就可明确地确定校正符号。这是因为对称区域43是属于带有正的校正的状态（5，7）的。于是两个选择区域42和43就可用来在值θ超过2〔45°-arc tan（5/7）〕＝18.92°时，即在该属于状态（5，7）的负的区域复盖属于状态（7，5）的负的区域时，确定相位差φ的符号。
图3示出与图2同样的情况，只是具有某一甚至更重要的边界θ。实际上，当θ达到2arc tan（1/5）＝22.62°时，新的属于状态（5，1）和（1，5）的选择区域51、52将以与前面情况相同的方式出现。
因此，对于该四分之一平面来说，当θ≤18.92°时，各适用的选择区域是在图1中所示出的。当18.92°＜θ≤22.62°时，各适用的选择区域是在图2中示出的。图3中示出在22.62°＜θ≤28.07＝2〔45°-arc tan（3/5）〕时的各适用的选择区域。
图4示出该载波恢复电路的方框图，所述数字调制波到达输入端5，并分成两路进入分别与来自振荡器17的波同相的信道10和与之正交的信道20。该振荡器将其信号直接加到所述同相信道的解调器11，并经由π/2移相器24而加到所述正交信道中的解调器21。来自各解调器11和12的输出信号分别在相应的各低通滤波器12和22中被滤波，各波器的输出信号分别是信号X和Y。这些信号进入相位比较器装置25或分别进入两个模-数转换器13、23，这两个转换器可提供向PROM存储器26寻址的数据。该存储器传送P个比特，其中P-1个比特是存储在各双稳态触发器271、272、……27P-1中的。这些P-1个比特形成所述估算相位误差的符号和幅度的代码。该第P个比特PP可确定由座标X，Y所确定的接收到的信号点是否是属于或不属于某一选定的选择区域。该比特PP进入一“或”门28，该或门也接收一确定该载波恢复电路是在永久状态（挂机）（ACC＝1）还是在探测状态（摘机）（ACC＝0）的信号ACC。实际上，本发明的载波恢复电路是作为一个永久状态（ACC＝1）相位检测器工作的。而在探测状态（ACC＝0）它是作为一个频率检测器工作的。因此，逻辑“或”门28的输出信号与基本时钟H一起进入逻辑“与”门29。于是当ACC＝1时，在逻辑“与”门29的输出端的信号H1是时钟H的复制品。另一方面，当ACC＝0时;如果PP＝1，则使各边生效;如果PP＝0，则抑制各边。
这个信号H1构成用于各双稳态触发器271至27P-1的时钟。这样，就把由存储器26在每个时钟脉冲H的产生的P-1个比特存入各双稳态触发器中。当ACC＝0和PP＝0时，后者就为该期间保持它们的信息。
所有P-1个双稳态触器的各输出信号进入一个数-模转换器30，该转换器提供一通过低通滤波器15，然后通过放大器16的信号，以便产生一可控制振荡器17的控制信号ε（φ）。显然，对本技术领域中的专业人员来说，可以使所述信号的逻辑状态反相，因而将变更所用的逻辑门的型式。
本发明的相位比较器装置25的特点是能够在ACC＝0时用作为一个频率检测器，而当ACC＝1时能够用作为一个相位检测器。
图5以B示出相位比较器对于包括在-π/M和+π/M之间的某一相位的特性。在信号点0（相位差0）的两侧，该相位比较器提供一作为相位差函数的电压，该相位差使振荡器频率受到控制。该比较器的输出电压是以C表示的。该输出电压的平均值是零。为了校正该振荡器的频率，借助一种表征本发明的相位比较装置将该相位差存贮起来。当该相位差的绝对值超出边界θ时（它相当于选定的选择区域的启动），则各触发器就将该存储器的输出信号状态锁存起来。这样一种锁存信号被示于D中;它的平均值不再是零了。这就允许校正振荡器的频率。图5的曲线C和D均表示出正的频率差，也就是说表示比振荡器的频率更高的调制后载频。对于负的频率差来说，曲线C和D就示出某一相反的趋向。