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1、10申请公布号CN104052416A43申请公布日20140917CN104052416A21申请号201410129617322申请日20140228201305161220130314JPH03F3/2420060171申请人株式会社东芝地址日本东京都72发明人小野哲北原高也日浦滋74专利代理机构永新专利商标代理有限公司72002代理人韩宏陈松涛54发明名称高频宽带放大器电路57摘要根据一个实施例，高频宽带放大器电路包括两个驱动元件、匹配电路、平衡不平衡转换电路、电源、以及电源电路。该匹配电路包括两个模型电路。模型电路以差分模式传送从两个驱动元件提供的高频信号。平衡不平衡转换电路将高频信。
2、号转换为单端模式信号。电源电路连接到模型电路之一，并且将电源的输出至少提供给另一模型电路。30优先权数据51INTCL权利要求书2页说明书4页附图2页19中华人民共和国国家知识产权局12发明专利申请权利要求书2页说明书4页附图2页10申请公布号CN104052416ACN104052416A1/2页21一种高频宽带放大器电路，包括两个驱动元件，其被配置为执行推挽式操作，从而放大高频信号并输出所放大的信号；匹配电路，其包括分别连接到所述两个驱动元件的输出的两个模型电路，所述模型电路被配置为以差分模式传送从所述两个驱动元件提供的所述高频信号；平衡不平衡转换电路，其被配置为将从所述匹配电路输出的所述。
3、高频信号转换为单端模式信号；电源，其连接到所述模型电路之一；电源电路，其连接所述两个模型电路，并被配置为将所述电源的输出至少提供给另一模型电路。2根据权利要求1所述的高频宽带放大器电路，其中所述电源电路包括阻抗成分。3根据权利要求2所述的高频宽带放大器电路，其中所述阻抗成分的阻抗是所述两个驱动元件的阻抗的20倍或更多倍，并且在等于或小于所述高频信号的调制频率的频率处设定为等于或小于1欧姆的值。4根据权利要求3所述的高频宽带放大器电路，其中根据下面的公式来设定电感成分的阻抗2FRFL20ZFET2FMODL1，其中L为电感成分，FRF是高频信号的频带，FMOD是高频信号的调制频率，并且ZFET是。
4、用作所述两个驱动元件的两个输出FET元件的阻抗。5根据权利要求2所述的高频宽带放大器电路，其中所述电源电路包括抵消所述电感成分的阻抗的电容器成分。6根据权利要求5所述的高频宽带放大器电路，其中包括所述电容器成分的电容元件具有这样的电容，使得在所述高频信号的频带中与包括所述电感成分的电感元件谐振，在所述高频信号的频带中，所述两个输出FET元件作为两个驱动元件操作。7根据权利要求6所述的高频宽带放大器电路，其中根据下面的公式设定所述电容器成分2FRFL12FRFC2FMODL1其中C为所述电容成分，FRF为所述高频信号的频带，并且FMOD为所述高频信号的调制频率。8根据权利要求3所述的高频宽带放大。
5、器电路，其中所述电源电路包括抵消所述电感成分的阻抗的电容成分。9根据权利要求8所述的高频宽带放大器电路，其中包括电容器成分的所述电容元件被设定为这样的电容值，使得在所述高频信号的频带中与包括所述电感成分的电感元件谐振，在所述高频信号的频带中，所述两个输出FET元件作为两个驱动元件操作。权利要求书CN104052416A2/2页310根据权利要求9所述的高频宽带放大器电路，其中根据下面的公式设定所述电容器成分2FRFL12FRFC2FMODL1其中C为所述电容成分，FRF为所述高频信号的频带，并且FMOD为所述高频信号的调制频率。11根据权利要求2所述的高频宽带放大器电路，其中所述电源电路包括阻。
6、抗匹配电路，所述阻抗匹配电路配置为调整所述电源电路的总阻抗。12根据权利要求3所述的高频宽带放大器电路，其中所述电源电路包括阻抗匹配电路，所述阻抗匹配电路被配置为调整所述电源电路的总阻抗。13根据权利要求5所述的高频宽带放大器电路，其中所述电源电路包括阻抗匹配电路，所述阻抗匹配电路被配置为调整所述电源电路的总阻抗。14根据权利要求8所述的高频宽带放大器电路，其中所述电源电路包括阻抗匹配电路，所述阻抗匹配电路被配置为调整所述电源电路的总阻抗。15根据权利要求11所述的高频宽带放大器电路，其中所述阻抗匹配电路包括串联电路，所述串联电路由电感电路和电容元件组成并连接到所述匹配电路和包括所述电感成分的。
7、所述电感元件的连接节点。16根据权利要求15所述的高频宽带放大器电路，其中所述电感电路在模型长度上是可调整的。17根据权利要求1所述的高频宽带放大器电路，其中所述电源电路包括具有电感成分的线圈元件或导线。18根据权利要求16所述的高频宽带放大器电路，其中所述电感电路包括具有电感成分的线圈元件或导线。权利要求书CN104052416A1/4页4高频宽带放大器电路0001相关申请的交叉引用0002本申请基于并要求于2013年3月14日提交的日本专利申请号2013051612的优先权，其全部内容通过引用合并于此。技术领域0003这里描述的实施例通常涉及一种高频宽带放大器电路，例如，其中两个驱动元件执。
8、行推挽式操作，高效地放大和输出宽带中的高频信号。背景技术0004移动电话的地面广播发射机或基站发射机合并了以UHF波段或微波波段进行操作的高频宽带放大器电路。高频宽带放大器电路具有输出FET元件，以便放大输入功率而输出功率。输出功率越大，FET元件所具有的输出阻抗越低。0005FET元件也可连接到不同于宽带发射机的设备以将其高频输出功率提供给设备。如果FET元件如此使用，其较低的阻抗必须变为设备的阻抗，例如为50。因此，高频宽带放大器电路在多种情况中具有推挽式配置，使得FET元件可在宽带中操作。在任何推挽式电路中，两个FET元件分别连接到两个漏极电源。0006例如，在地面广播中使用的高频信号之。
9、中是在移动电话基站中使用的正交频分复用OFDM信号和码分多址CDMA信号。这些信号在范围从几MHZ到几十MHZ的频带内被调制。0007FET元件具有根据输入到其的高频调制信号而显著改变的输出功率和漏极电流。在漏极电源和FET元件之间存在的电感成分使漏极电流的波形变形。因而，使用各种技术减少电感成分。希望提供一种能够制造得很小的高频宽带放大器电路。发明内容0008本发明的实施例提供一种能够制造得很小的高频宽带放大器电路。0009根据本实施例，提供一种高频宽带放大器电路。该电路包括两个驱动元件、匹配电路、平衡不平衡转换电路、电源、以及电源电路。两个驱动元件执行推挽式操作，从而放大高频信号并输出所放。
10、大的信号。匹配电路包括分别连接到两个驱动元件的输出的两个模型电路。模型电路以差分模式传送从两个驱动元件所提供的高频信号。平衡不平衡转换电路将从匹配电路输出的高频信号转换为单端模式信号。电源电路连接到模型电路之一。电源电路连接两个模型电路，并且将电源的输出至少提供给另一个模型电路。0010上述配置可以制造得很小。附图说明0011图1是示出根据第一实施例的高频宽带放大器电路的电路图；0012图2是示出根据第二实施例的高频宽带放大器电路的电路图；说明书CN104052416A2/4页50013图3是示出根据第三实施例的高频宽带放大器电路的电路图；以及0014图4是示出根据第三实施例的高频宽带放大器电。
11、路的变形的高频宽带放大器电路的电路图。具体实施方式0015将参考图1来描述第一实施例。0016图1是根据第一实施例的高频宽带放大器电路10的电路图。高频宽带放大器电路10包括用作两个驱动元件的两个FET元件下文称为“输出FET元件”1A和1B。输出FET元件1A和1B作为UHF波段或微波波段中的高频RF功率放大器。输出FET元件1A和1B执行推挽式操作，每一个都放大输入信号并且输出高频信号Q。高频宽带放大器电路10在电路板上形成。两个输出FET元件1A和1B构成推挽式电路，其输出放大的高频信号Q。0017输出FET元件1A和1B的漏极端分别连接到匹配电路11的输出侧匹配电路模型31A和31B。。
12、输出侧匹配电路模型31A和31B的阻抗与连接到匹配电路11的输出的平衡不平衡转换电路2的阻抗相匹配。输出侧匹配电路模型31A和31B每个具有特定形式并且相互并联形成。输出侧匹配电路模型31A和31B在电路板上形成，并且例如，由铜制成。输出侧匹配电路模型31A和31B以差分模式提供由两个输出FET元件1A和1B提供的高频信号Q。0018输出侧匹配电路模型31A和31B分别通过输出侧DC切断电容器33A和33B连接到平衡不平衡转换电路2。输出侧DC切断电容器33A和33B分别从高频信号Q中切除DC分量。电容器32连接在输出侧匹配电路模型31A和31B之间。电容器32是产生在输出侧匹配电路模型31A。
13、和31B之间的电容器成分。0019平衡不平衡转换电路2将匹配电路11与具有50阻抗并连接到高频宽带放大器电路10的RF输出端4的同轴电缆相匹配。平衡不平衡转换电路2接收用于推挽式操作、从匹配电路11输出的差分模式的高频信号Q，并且将高频信号Q转换为单端模式的高频信号。单端模式的信号从RF输出端4输出。平衡不平衡转换电路2在输出FET元件1A和1B的一侧接地。0020两个输出侧匹配电路模型31A和31B中的一个，例如，输出侧匹配电路模型31B，连接到由四分之一波长电路模型元件在下文中称为“电路模型元件”34和输出偏置电容35组成的串联电路。偏置电源6连接到电路模型元件34和输出偏置电容35的节点。
14、。电路模型元件34具有指定模型并在电路板上形成。输出偏置电容35切断偏置电源6的偏置电压，否则将影响高频宽带放大器电路10。输出偏置电容35连接在输出侧匹配电路模型31A和平衡不平衡转换电路2之间，这是因为平衡不平衡转换电路2的输出FET元件1A和1B接地。0021在输出侧匹配电路模型31A和31B之间，连接电感元件40作为电源电路。电感元件40将从偏置电源6输出的偏置电压分别通过两个输出侧匹配电路模型31A和31B施加到两个输出FET元件1A和1B的漏极。电感元件40可以是具有电感的任何元件，例如线圈元件或导线。0022电感元件40的电感成分具有阻抗ZL。阻抗ZL是两个输出FET元件1A和1。
15、B的阻说明书CN104052416A3/4页6抗ZFET的20倍或更多倍，并根据下面公式1和2在高频信号Q的调制频率FMOD处设定为等于或小于1欧姆1的值00232FRFL20ZFET100242FMODL120025在上述所配置的高频宽带放大器电路10中，从偏置电源6输出的偏置电压经由电路模型元件34施加到输出FET元件1B的漏极端，并从电路模型元件34经由电感元件40施加到输出FET元件1A的漏极端。0026当输出FET元件1A和1B在栅极处接收到高频信号Q时，它们分别输出两个高频信号Q。高频信号Q被分别提供给输出侧匹配电路模型31A和31B。0027输出侧匹配电路模型31A和31B将来自。
16、输出侧匹配电路模型31A和31B的高频信号Q以差分模式提供给平衡不平衡转换电路2。0028平衡不平衡转换电路2以推挽式操作的差分模式将从匹配电路11输出的高频信号Q转换为单端模式的高频信号。单端模式的高频信号从RF输出端4输出。0029在上述高频宽带放大器电路10中，电感元件40连接在输出侧匹配电路模型31A和31B之间，并且从偏置电源6输出的偏置电压通过两个输出侧匹配电路模型31A和31B施加到输出FET元件1A和1B的漏极端。因此，一个偏置电压能够从偏置电源6施加到两个输出FET元件1A和1B。因为高频宽带放大器电路10需要具有仅一个偏置电源6，因此高频宽带放大器电路10不仅在电路配置中能。
17、够被简化，而且能够被制造得很小。0030如上面提出的所示公式1和2，电感元件40的电感成分的阻抗ZL是两个输出FET元件1A和1B的阻抗ZFET的20倍或更多倍，并且在高频信号Q的调制频率FMOD处被设定为等于或小于1欧姆1的值。因此，电感元件40未对高频宽带放大器电路10施加影响。电感元件40也不对两个输出FET元件1A和1B的漏极电流的改变施加任何影响，这是由于其阻抗ZL非常低，或对于高频信号Q等于或小于1欧姆1。0031参考图2将描述第二实施例。在图1中所示的相同部分在图2中由相同的附图标记来表示，并不再详细描述。0032图2是根据第二实施例的高频宽带放大器电路10的电路图。在该高频宽带。
18、放大器电路10中，用于输出侧电感谐振的电容元件41下文称为“电容元件”与电感元件40并联连接。0033电容元件41包括抵消电感元件40的电感成分L的阻抗ZL的电容成分C。电容元件41具有这样的电容，其可以在高频信号Q的两个输出FET元件1A和1B所操作的频带中与电感元件40谐振。根据下面公式3和4设定电容元件41的电容成分C00342FRFL12FRFC300352FMODL140036在第二实施例中，因而具有在RF频带FRF中抵消电感元件40的电感成分L的阻抗ZL的电容成分C的电容元件41与电感元件40并联连接。因此，第二实施例能够实现与第一实施例相同的优点。此外，第二实施例能够设定电感元件。
19、40的电感L，而不管RF频带FRF，并且在低于高频信号Q的调制频率FMOD的频率处，能够大大地减少电感元件40的阻抗ZL。电容元件41可以是在两个输出FET元件1A和1B中存在的任何电容。0037将参考图3来描述第三实施例。在图1中所示的相同部分在图3中由相同的附图说明书CN104052416A4/4页7标记来表示，并不再详细描述。0038图3是根据第三实施例的高频宽带放大器电路10的电路图。在该高频宽带放大器电路10中，由输出侧电感电路模型44A和输出侧电感电容元件45A组成的串联电路连接到电感元件40和输出侧匹配模型电路31A的连接节点，并且接地。0039在高频宽带放大器电路10中，由输出。
20、侧电感电路模型44B和输出侧电感电容元件45B组成的串联电路连接到电感元件40和另一个输出侧匹配模型电路31B的连接节点，并且接地。输出侧电感电路模型44A和44B在电路板上形成，每个都具有指定模型形式，并且例如，能够在模型长度方面进行调整。0040在第三实施例中，两个串联电路一个是由输出侧电感电路模型44A在长度上可调整和输出侧电感电容元件45A组成，而另一个是由输出侧电感电路模型44B在长度上可调整和输出侧电感电容元件45B组成分别连接到电感元件40和输出侧匹配模型电路31A的连接节点以及电感元件40和输出侧匹配模型电路31B的连接节点。因此，第三实施例能够实现与第一实施例相同的优点。另外。
21、，通过在长度方面调整输出侧电感电路模型44A和44B，可精密地改变整个电感。结果，一方面输出FET元件1A和1B，另一方面平衡不平衡转换电路2都能够在阻抗方面进行匹配。0041由两个输出侧匹配模型电路31A和31B和输出侧电感电容元件45A和45B细成的电感电路连接在匹配电路11和地之间。电感电路的连接点和从偏置电源6施加漏极电压的点分别距两个输出FET元件1A和1B的漏极端被间隔开相同的距离。0042将参考图4来描述第三实施例的变形。在图3中所示的相同部分在图4中由相同的附图标记所表示，并不再详细描述。0043图4是变形的高频宽带放大器电路10的电路图。变形的宽带放大器电路10具有电感电路模。
22、型44A和44B，其用于代替输出侧电感电路模型44A和44B。电感电路模型44A和44B每个具有电感成分，如线圈元件或导线。电感电路模型44A和44B能够在长度上调整。0044如此配置，变形的宽带放大器电路10能够实现与上述第一实施例相同的优点。另外，作为线圈元件或导线的电感电路模型44A和44B可在长度上调整，从而精密地改变整个电感，并从而在阻抗方面使输出FET元件1A和1B与平衡不平衡转换电路2相匹配。0045虽然已描述了特定的实施例，然而这些实施例仅通过示例的方式来提出，而并不旨在限制本发明的范围。事实上，本文描述的新颖的实施例可通过各种其它的方式来实现；而且，在不背离本发明的精神的情况下，可以以本文描述的实施例形式做出各种省略、代替和改变。所附权利要求及其等同体旨在覆盖将落入本发明的范围和精神的这样的形式和修改。说明书CN104052416A1/2页8图1图2说明书附图CN104052416A2/2页9图3图4说明书附图CN104052416A。