高频开关模块及高频开关模块用多层基板.pdf

高频开关模块设有天线端口、多个发送信号端口、多个接收信号端口、高频开关、多个LPF、以及多个相位调整用线路。高频开关将多个发送信号端口和多个接收信号端口中的任一个信号端口有选择地连接到天线端口。高频开关包括由GaAs化合物半导体构成的场效应晶体管。各相位调整用线路分别连接高频开关和各LPF。各相位调整用线路调整行波和反射波之间的相位差，使得在高频开关的位置，基于发送信号在高频开关中发生的高次谐波的行波和该行波在各LPF反射后发生的反射波的合成波功率变小。

1.  一种高频开关模块，其特征在于：
其中设有，
与天线连接的天线端口，
输入多个频带的各频带上的发送信号的多个发送信号端口，
输出多个频带的各频带上的接收信号的多个接收信号端口，
含有半导体开关元件，将所述多个发送信号端口和多个接收信号端口中的任一个信号端口有选择地连接到所述天线端口的高频开关，
分别设在所述高频开关和各发送信号端口之间，使输入到各发送信号端口的发送信号通过并遮断基于所述发送信号的高次谐波的多个低通滤波器，以及
分别连接所述高频开关和各低通滤波器的多个相位调整用线路；
所述各相位调整用线路调整所述行波和反射波之间的相位差，使得在所述高频开关的位置，基于所述发送信号在所述高频开关中发生的至少一个频率的高次谐波的行波和该行波在所述低通滤波器反射后发生的反射波的合成波功率，比所述行波和反射波之间的相位差为零时小10dB以上。

2.  如权利要求1所述的高频开关模块，其特征在于：
所述相位调整用线路，对于第二高次谐波调整所述行波和反射波之间的相位差，使得所述合成波功率比所述行波和反射波之间的相位差为零时小10dB以上；而且，对于第三高次谐波调整所述行波和反射波之间的相位差，使得所述合成波功率比所述行波和反射波之间的相位差为零时小3dB以上。

3.  如权利要求1所述的高频开关模块，其特征在于：
所述相位调整用线路，对于第二高次谐波调整所述行波和反射波之间的相位差，使得所述合成波功率比所述行波和反射波之间的相位差为零时小15dB以上；而且，对于第三高次谐波调整所述行波和反射波之间的相位差，使得所述合成波功率比所述行波和反射波之间的相位差为零时小5dB以上。

4.  如权利要求1所述的高频开关模块，其特征在于：
所述相位调整用线路包括分布常数线路。

5.  如权利要求1所述的高频开关模块，其特征在于：
所述高频开关包括晶体管作为所述半导体开关元件。

6.  如权利要求5所述的高频开关模块，其特征在于：
所述晶体管是由GaAs化合物半导体构成的场效应晶体管。

7.  一种高频开关模块，其特征在于：
其中设有
与天线连接的天线端口，
输入多个频带的各频带上的发送信号的多个发送信号端口，
输出多个频带的各频带上的接收信号的多个接收信号端口，
含有半导体开关元件，将所述多个发送信号端口和多个接收信号端口中的任一个信号端口有选择地连接到所述天线端口的高频开关，
分别设在所述高频开关和各发送信号端口之间，使输入到各发送信号端口的发送信号通过并遮断基于所述发送信号的高次谐波的多个低通滤波器，以及
分别连接所述高频开关和各低通滤波器的多个相位调整用线路；
所述各相位调整用线路调整所述行波和反射波之间的相位差，使得在所述高频开关的位置，基于所述发送信号在所述高频开关中发生的至少一个频率的高次谐波的行波和该行波在所述低通滤波器反射后发生的反射波之间的相位差在160°～200°范围内。

8.  如权利要求7所述的高频开关模块，其特征在于：
所述相位调整用线路，对于第二高次谐波调整所述行波和反射波之间的相位差，使得所述行波和反射波之间的相位差在160°～200°范围内；而且，对于第三高次谐波调整所述行波和反射波之间的相位差，使得所述行波和反射波之间的相位差在150°～210°范围内。

9.  如权利要求7所述的高频开关模块，其特征在于：
所述相位调整用线路，对于第二高次谐波调整所述行波和反射波之间的相位差，使得所述行波和反射波之间的相位差在170°～190°范围内；而且，对于第三高次谐波调整所述行波和反射波之间的相位差，使得所述行波和反射波之间的相位差在165°～195°范围内。

10.  如权利要求7所述的高频开关模块，其特征在于：
所述相位调整用线路包括分布常数线路。

11.  如权利要求7所述的高频开关模块，其特征在于：
所述高频开关包括晶体管作为所述半导体开关元件。

12.  如权利要求11所述的高频开关模块，其特征在于：
所述晶体管是由GaAs化合物半导体构成的场效应晶体管。

13.  一种用于高频开关模块的多层基板，其特征在于：
所述高频开关模块设有，
与天线连接的天线端口，
输入多个频带的各频带上的发送信号的多个发送信号端口，
输出多个频带的各频带上的接收信号的多个接收信号端口，
含有半导体开关元件，将所述多个发送信号端口和多个接收信号端口中的任一个信号端口有选择地连接到所述天线端口的高频开关，
分别设在所述高频开关和各发送信号端口之间，使输入到各发送信号端口的发送信号通过并遮断基于所述发送信号的高次谐波的多个低通滤波器，以及
分别连接所述高频开关和各低通滤波器的多个相位调整用线路；
所述各相位调整用线路调整所述行波和反射波之间的相位差，使得在所述高频开关的位置，基于所述发送信号在所述高频开关中发生的至少一个频率的高次谐波的行波和该行波在所述低通滤波器反射后发生的反射波的合成波功率，比所述行波和反射波之间的相位差为零时小10dB以上；
所述多层基板包括所述天线端口、发送信号端口、接收信号端口、低通滤波器及相位调整用线路，通过安装所述高频开关来完成高频开关模块。

14.  一种用于高频开关模块的多层基板，其特征在于：
所述高频开关模块设有，
与天线连接的天线端口，
输入多个频带的各频带上的发送信号的多个发送信号端口，
输出多个频带的各频带上的接收信号的多个接收信号端口，
含有半导体开关元件，将所述多个发送信号端口和多个接收信号端口中的任一个信号端口有选择地连接到所述天线端口的高频开关，
分别设在所述高频开关和各发送信号端口之间，使输入到各发送信号端口的发送信号通过并遮断基于所述发送信号的高次谐波的多个低通滤波器，以及
分别连接所述高频开关和各低通滤波器的多个相位调整用线路；
所述各相位调整用线路调整所述行波和反射波之间的相位差，使得在所述高频开关的位置，基于所述发送信号在所述高频开关中发生的至少一个频率的高次谐波的行波和该行波在所述低通滤波器反射后发生的反射波之间的相位差在160°～200°范围内；
所述多层基板包括所述天线端口、发送信号端口、接收信号端口、低通滤波器及相位调整用线路，通过安装所述高频开关来完成高频开关模块。

高频开关模块及高频开关模块用多层基板
技术领域
本发明涉及在携带电话机等无线通信装置中用于频带的切换或发送信号和接收信号的切换等的高频开关模块，以及用于该高频开关模块的高频开关模块用多层基板。
背景技术
近几年，能够与多个频带(多频带)对应的携带电话机被实用化。例如，GSM(Global System for Mobile Communications)方式用携带电话机从EGSM(Extended GSM)的单频带对应机发展到EGSM/DCS(Digital Cellular System)的双频带对应机和EGSM/DCS/PCS(Personal Communications Service)的三频带对应机，为了扩大通话信道，增加一个携带电话机使用的频带。
由于GSM方式采用时分多址方式，因此在GSM方式用携带电话机中，用高频开关进行发送信号和接收信号之间切换。在该高频开关中，作为开关元件一般采用PIN二极管。对于三频带对应机，多数使用采用PIN二极管的高频开关。在特开平11-298201号公报中记载了采用PIN二极管的高频开关。
另外，作为设有高频开关的携带电话机，也有的采用由GaAs化合物半导体构成的场效应晶体管(以下，称为GaAs·FET)。与采用PIN二极管的高频开关相比，采用GaAs·FET的高频开关具有电路简单、设计容易、能够小型化并降低消耗功率的优点。除GSM方式之外，采用时分多址方式的方式例如PHS(PerSonal HandyphoneSystem)方式或PDC(Personal Digital Cellular)方式的携带电话机中，一般使用采用PIN二极管的高频开关。在特开2002-43911号公报中记载了采用GaAs·FET的高频开关。
采用PIN二极管的高频开关存在以下问题：切换的频带越多电路就越复杂，满足所要求特性的高频开关的设计和试制耗时增多。特别是，在对应EGSM/AGSM(American GSM)/DCS/PCS的四频带或EGSM/AGSM/DCS/PCS/WCDMA(Wideband Code DivisionMultiple Access)的五频带的场合，很难采用PIN二极管来设计高频开关，同时不容易小型化。另外，若切换的频带增加，则在采用PIN二极管的高频开关中发生以下问题：从非导通状态的PIN二极管发生的高次谐波增加，或者使PIN二极管处于导通状态的电流增加，从而影响携带电话机的可通话时间。
另一方面，若在采用GaAs·FET的高频开关中通过大功率的发送信号，则由于GaAs·FET的非线性特性而发送信号中发生畸变，由于该畸变而发生n倍(n为2以上的整数)于发送信号频率的高次谐波。例如，将GSM方式标准中的发送信号功率最大值即35dBm的发送信号提供给采用GaAs·FET的高频开关时，从高频开关发生高次谐波。有时该高次谐波的大小超过GSM方式标准中的允许范围。而具有这种高频开关的携带电话机未被认可。因而，在GSM方式用携带电话机中不怎么使用采用GaAs·FET的高频开关。因此，很少使用采用GaAs·FET的高频开关，而且满足标准的电话机的合格率也很低，从而价格居高不下。因此，采用GaAs·FET的高频开关的市场占用率低于采用PIN二极管的高频开关。
可是，两倍于GSM方式的发送信号频率的频率会进入DCS方式信号的频带内。因此，在GSM/DCS的双频带对应机中，不能用滤波器除去两倍于GSM方式发送信号频率的高次谐波。
另外，在GSM标准中，必须将天线端的高次谐波频率成分的功率设在32dBm以下。另外，根据GSM的发送标准，需将天线端的发送信号最大功率设在33～35dBm。因此，通常在高频开关的输入端上施加约34dBm的发送信号。另外，使高频开关工作的电源电压需设定为携带电话机的工作电压即约2.7V。因此，期望用GaAs·FET来实现满足这种要求且廉价的单刀四掷型多分路高频开关。但是，若在采用GaAs·FET的高频开关中使工作电压下降，则发生很多高次谐波成分，因此，难以高合格率地提供采用GaAs·FET的高频开关。为了只用GaAs·FET的高频开关满足如上述的特性，需要进行FET夹断电压的调整或成为高功率输入时的波形畸变原因的FET偏置点的调整等伴随FET制造工艺控制的特性改善。因此，很难只通过改善采用GaAs·FET的高频开关来满足如上述的特性。
发明内容
本发明的目地在于：提供一种结构简单、设计容易且可抑制高次谐波频率成分的功率的高频开关模块，及采用该高频开关模块的高频开关模块用多层基板。
本发明的第一和第二高频开关模块，其中设有：与天线连接的天线端口；输入多个频带的各频带上的发送信号的多个发送信号端口；输出多个频带的各频带上的接收信号的多个接收信号端口；含有半导体开关元件，将多个发送信号端口和多个接收信号端口中的任一个信号端口有选择地连接到天线端口的高频开关；分别设在高频开关和各发送信号端口之间，使输入到各发送信号端口的发送信号通过并遮断基于发送信号的高次谐波的多个低通滤波器；以及分别连接高频开关和各低通滤波器的多个相位调整用线路。
在本发明的第一高频开关模块中，各相位调整用线路调整行波和反射波之间的相位差，使得在高频开关的位置，基于发送信号在高频开关中发生的至少一个频率的高次谐波的行波和该行波在低通滤波器反射后发生的反射波的合成波功率，比行波和反射波之间的相位差为零时小10dB以上。
在本发明的第一高频开关模块中，通过由相位调整用线路调整高次谐波的行波和反射波之间的相位差，抑制从高频开关向天线端口的高次谐波频率成分的功率。
在本发明的第一高频开关模块中可以这样：相位调整用线路对于第二高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得合成波功率比行波和反射波之间的相位差为零时小10dB以上，而且，对于第三高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得合成波功率比行波和反射波之间的相位差为零时小3dB以上。
另外，在本发明的第一高频开关模块中也可以这样：相位调整用线路对于第二高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得合成波功率比行波和反射波之间的相位差为零时小15dB以上，而且，对于第三高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得合成波功率比行波和反射波之间的相位差为零时小5dB以上。
在本发明的第二高频开关模块中，各相位调整用线路调整行波和反射波之间的相位差，使得在高频开关的位置，基于发送信号在高频开关中发生的至少一个频率的高次谐波的行波和该行波在低通滤波器反射后发生的反射波之间的相位差在160°～200°范围内。
在本发明的第二高频开关模块中，通过由相位调整用线路调整高次谐波的行波和反射波之间的相位差，抑制从高频开关向天线端口的高次谐波频率成分的功率。
在本发明的第二高频开关模块中可以这样：相位调整用线路对于第二高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得行波和反射波之间的相位差在160°～200°范围内，而且，对于第三高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得行波和反射波之间的相位差在150°～210°范围内。
另外，在本发明的第二高频开关模块中也可以这样：相位调整用线路对于第二高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得行波和反射波之间的相位差在170°～190°范围内，而且，对于第三高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得行波和反射波之间的相位差在165°～195°范围内。
另外，在本发明的第一和第二高频开关模块中，相位调整用线路可包括分布常数线路。
另外，在本发明的第一和第二高频开关模块中，高频开关可包括晶体管作为半导体开关元件。在该场合，晶体管可以是由GaAs化合物半导体构成的场效应晶体管。
本发明的高频开关模块用多层基板，是用于本发明的第一和第二高频开关模块的多层基板，其中包括天线端口、发送信号端口、接收信号端口、低通滤波器及相位调整用线路，通过安装高频开关来完成高频开关模块。
至于本发明的其它目的、特征及优点，可用以下说明加以明确。
附图说明
图1是表示一例有关本发明一实施例的高频开关模块的电路结构的电路图。
图2是表示一例图1中的高频开关的结构的电路图。
图3是表示有关本发明一实施例的高频开关模块的外观的透视图。
图4是表示一例图3所示的多层基板内部导体层的一部分的透视图。
图5是表示在用以确认有关本发明一实施例的高频开关模块的效果的第一和第二实验中使用的测定系统的结构的方框图。
图6是表示第一实验的测定结果的特性图。
图7是表示第二实验的测定结果的特性图。
图8是表示在检查高频开关整体特性的第三实验中使用的测定系统的结构的方框图。
图9是简化表示图8的双工器中的LPF和HPF特性的说明图。
图10是表示第三实验结果的特性图。
图11是表示比较例的高频开关模块的结构的电路图。
具体实施方式
以下，参照附图就本发明的实施例进行详细说明。首先，参照图1，就有关本发明一实施例的一例高频开关模块的电路结构进行说明。这里，作为一例，就处理GSM方式的发送信号和接收信号、DCS方式的发送信号和接收信号的高频开关模块1进行说明。
GSM方式发送信号的频带为880MHz～915MHz。GSM方式接收信号的频带为925MHz～960MHz。DCS方式发送信号的频带为1710MHz～1785MHz。DCS方式接收信号的频带为1805MHz～1880MHz。
高频开关模块1设有：与图中未示出的天线连接的天线端口2；发送信号端口3、4；接收信号端口5、6；高频开关20；两个低通滤波器(以下称为LPF)30、40。高频开关模块1还设有电容器11～15，相位调整用线路16、17及电感器18。
发送信号端口3、4分别输入GSM方式的发送信号、DCS方式的发送信号。接收信号端口5、6分别输出GSM方式的接收信号、DCS方式的接收信号。高频开关20对天线端口2有选择地连接发送信号端口3、4和接收信号端口5、6中的任一个。
高频开关20具有：一个电子式切换接点21；四个接点22a、22b、22c、22d；四个控制端子23a、23b、23c、23d。控制端子23a～23d上分别施加控制信号Vc1～Vc4。在控制信号Vc1为高电平、其它控制信号Vc2～Vc4为低电平时，电子式切换接点21与接点22a连接。在控制信号Vc2为高电平、其它控制信号Vc1、Vc3、Vc4为低电平时，电子式切换接点21与接点22b连接。在控制信号Vc3为高电平、其它控制信号Vc1、Vc2、Vc4为低电平时，电子式切换接点21与接点22c连接。在控制信号Vc4为高电平、其它控制信号Vc1～Vc3为低电平时，电子式切换接点21与接点22d连接。
电子式切换接点21经由电容器11与天线端口2连接。天线端口2与电感器18的一端连接，电感器18的另一端接地。接点22a与电容器12的一端连接。电容器12的另一端与相位调整用线路16的一端连接。相位调整用线路16的另一端与LPF30的输出端连接。LPF30的输入端与发送信号端口3连接。接点22b与电容器13的一端连接。电容器13的另一端与相位调整用线路17的一端连接。相位调整用线路17的另一端与LPF40的输出端连接。LPF40的输入端与发送信号端口4连接。接点22c与电容器14的一端连接。电容器14的另一端与接收信号端口5连接。接点22d与电容器15的一端连接。电容器15的另一端与接收信号端口6连接。
LPF30中有：一端与输出端连接的电感器31；一端与电感器31的另一端连接，另一端与输入端连接的电感器32；一端与电感器31的另一端连接，另一端与输入端连接的电容器33；一端与电感器31的另一端连接，另一端接地的电容器34；以及一端与输入端连接，另一端接地的电容器35。LPF30使输入到发送信号端口3的发送信号通过，遮断基于该发送信号的高次谐波。
另外，LPF40中有：一端与输出端连接的电感器41；一端与电感器41的另一端连接，另一端与输入端连接的电感器42；一端与电感器41的另一端连接，另一端与输入端连接的电容器43；一端与电感器41的另一端连接，另一端接地的电容器44；以及一端与输入端连接，另一端接地的电容器45。LPF40使输入到发送信号端口4的发送信号通过，遮断基于该发送信号的高次谐波。
相位调整用线路16、17也可以包括分布常数线路。对于相位调整用线路16、17在后面进行详细说明。
电感器18作为浪涌电压抑制元件使用。在高频开关模块1内，从天线侵入例如因静电放电而产生的浪涌电压。电感器18将基于浪涌电压的电流流入地面来抑制浪涌电压。因此，能够防止高频开关20被破坏。
以下，参照图2，就本实施例的一例高频开关20的结构进行说明。图2所示的高频开关20中有：一个电子式切换接点21；四个接点22a、22b、22c、22d；四个控制端子23a、23b、23c、23d；以及两个开关部50、60。开关部50、60各自包含四个晶体管作为半导体开关元件并构成单刀双掷型开关。因此，整个高频开关20成为单刀四掷型开关。
开关部50包含四个GaAs·FET51～54作为晶体管。FET51的漏极与端子22a连接，源极接地，栅极经由电阻器55与控制端子23b连接。FET52的漏极与端子22a连接，源极与电子式切换接点21连接，栅极经由电阻器56与控制端子23a连接。FET53的漏极与端子22b连接，源极与电子式切换接点21连接，栅极经由电阻器57与控制端子23b连接。FET54的漏极与端子22b连接，源极接地，栅极经由电阻器58与控制端子23a连接。
开关部60包含四个GaAs·FET61～64作为晶体管。FET61的漏极与端子22c连接，源极接地，栅极经由电阻器65与控制端子23b连接。FET62的漏极与电子式切换接点21连接，源极与端子22c连接，栅极经由电阻器66与控制端子23c连接。FET63的漏极与电子式切换接点21连接，源极与端子22d连接，栅极经由电阻器67与控制端子23d连接。FET64的漏极与端子22d连接，源极接地，栅极经由电阻器68与控制端子23c连接。
接着，就高频开关20和高频开关模块1的动作进行说明。在高频开关20的控制端子23a～23d上，分别施加控制信号Vc1～Vc4。在控制信号Vc1为高电平、其它控制信号Vc2～Vc4为低电平时，FET52、54成为导通状态，其它FET成为非导通状态。其结果，电子式切换接点21与接点22a连接。在此状态中，天线端口2上连接发送信号端口3。输入到发送信号端口3的GSM方式的发送信号经LPF30、相位调整用线路16、电容器12、高频开关20及电容器11向天线端口2送出。
在控制信号Vc2为高电平、其它控制信号Vc1、Vc3、VC4为低电平时，FET51、53成为导通状态，其它FET成为非导通状态。其结果，电子式切换接点21与接点22b连接。在此状态中，天线端口2上连接发送信号端口4。输入到发送信号端口4的DCS方式的发送信号经LPF40、相位调整用线路17、电容器13、高频开关20及电容器11向天线端口2送出。
在控制信号Vc3为高电平、其它控制信号Vc1、Vc2、Vc4为低电平时，FET62、64成为导通状态，其它FET成为非导通状态。其结果，电子式切换接点21与接点22c连接。在此状态中，天线端口2上连接接收信号端口5。输入到天线端口2的GSM方式的接收信号经电容器11、高频开关20及电容器14向接收信号端口5送出。
在控制信号Vc4为高电平、其它控制信号Vc1～Vc3为低电平时，FET61、63成为导通状态，其它FET成为非导通状态。其结果，电子式切换接点21与接点22d连接。在此状态中，天线端口2上连接接收信号端口6。输入到天线端口2的DCS方式的接收信号经电容器11、高频开关20及电容器15向接收信号端口6送出。
以下，对相位调整用线路16进行说明。在高频开关20中电子式切换接点21与接点22a连接时，输入到发送信号端口3的GSM方式的发送信号通过高频开关20。此时，由于高频开关20的非线性特性，发送信号上发生畸变，由于该畸变而发生n倍(n为2以上的整数)于发送信号频率的高次谐波。该高次谐波成为行波向天线端口2和LPF30传送。为了使发送信号通过并遮断高次谐波，LPF30被设计成对高于发送信号的频率，特别是对发送信号频率的两倍和三倍的频率阻抗大。因此，在高频开关20发生的高次谐波的行波在LPF30中几乎被全反射，作为反射波返回至高频开关20。其结果，在高频开关20中生成高次谐波的行波和反射波的合成波，该合成波向天线端口2传送。这里，在高频开关20的位置，若行波和反射波之间的相位差为零，则合成波功率最大。
相位调整用线路16调整行波和反射波之间的相位差，使得在高频开关20的位置，基于GSM方式的发送信号在高频开关20发生的至少一个频率的高次谐波的行波和该行波在LPF30反射后发生的反射波的合成波功率，比行波和反射波之间的相位差为零时小10dB以上。由此，能够使向天线端口2传送的合成波功率，比行波和反射波之间的相位差为零时小10dB以上。
相位调整用线路16最好这样：对于两倍于GSM方式发送信号的频率的第二高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得合成波功率比行波和反射波之间的相位差为零时小10dB以上，而且，对于三倍于GSM方式发送信号的频率的第三高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得合成波功率比行波和反射波之间的相位差为零时小3dB以上。
另外，相位调整用线路16最好这样：对于两倍于GSM方式发送信号的频率的第二高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得合成波功率比行波和反射波之间的相位差为零时小15dB以上，而且，对于三倍于GSM方式发送信号的频率的第三高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得合成波功率比行波和反射波之间的相位差为零时小5dB以上。
另外，相位调整用线路16也可以调整行波和反射波之间的相位差，使得在高频开关20的位置，基于GSM方式的发送信号在高频开关20发生的至少一个频率的高次谐波的行波和该行波在LPF30反射后发生的反射波之间的相位差在160°～200°范围内。
相位调整用线路16最好这样：对于两倍于GSM方式发送信号的频率的第二高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得行波和反射波之间的相位差在160°～200°范围内，而且，对于三倍于GSM方式发送信号的频率的第三高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得行波和反射波之间的相位差在150°～210°范围内。
另外，相位调整用线路16最好这样：对于两倍于GSM方式发送信号的频率的第二高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得行波和反射波之间的相位差在170°～190°范围内，而且，对于三倍于GSM方式发送信号的频率的第三高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得行波和反射波之间的相位差在165°～195°范围内。
以下，对相位调整用线路17进行说明。在高频开关20中电子式切换接点21与接点22b连接时，输入到发送信号端口4的DCS方式发送信号通过高频开关20。此时，发生n倍(n为2以上的整数)于发送信号的频率的高次谐波。该高次谐波成为行波向天线端口2和LPF40传送。为了使发送信号通过并遮断高次谐波，LPF40被设计成对高于发送信号的频率，特别是对发送信号频率的两倍和三倍的频率阻抗大。因此，在高频开关20中发生的高次谐波的行波在LPF40中几乎被全反射，作为反射波返回至高频开关20。其结果，在高频开关20中生成高次谐波的行波和反射波的合成波，该合成波向天线端口2传送。这里，在高频开关20的位置，若行波和反射波之间的相位差为零，则合成波功率最大。
相位调整用线路17调整行波和反射波之间的相位差，使得在高频开关20的位置，基于DCS方式的发送信号在高频开关20发生的至少一个频率的高次谐波的行波和该行波在在LPF40反射后发生的反射波的合成波功率，比行波和反射波之间的相位差为零时小10dB以上。由此，能够使向天线端口2传送的合成波功率，比行波和反射波之间的相位差为零时小10dB以上。
相位调整用线路17最好这样：对于两倍于DCS方式发送信号的频率的第二高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得合成波功率比行波和反射波之间的相位差为零时小10dB以上，而且，对于三倍于DCS方式发送信号的频率的第三高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得合成波功率比行波和反射波之间的相位差为零时小3dB以上。
另外，相位调整用线路17最好这样：对于两倍于DCS方式发送信号的频率的第二高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得合成波功率比行波和反射波之间的相位差为零时小15dB以上，而且，对于三倍于DCS方式发送信号的频率的第三高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得合成波功率比行波和反射波之间的相位差为零时小5dB以上。
另外，相位调整用线路17也可以调整行波和反射波之间的相位差，使得在高频开关20的位置，基于DCS方式的发送信号在高频开关20发生的至少一个频率的高次谐波的行波和该行波在LPF40反射后发生的反射波之间的相位差在160°～200°范围内。
相位调整用线路17最好这样：对于两倍于DCS方式发送信号的频率的第二高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得行波和反射波之间的相位差在160°～200°范围内，而且，对于三倍于DCS方式发送信号的频率的第三高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得行波和反射波之间的相位差在150°～210°范围内。
另外，相位调整用线路17最好这样：对于两倍于DCS方式发送信号的频率的第二高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得行波和反射波之间的相位差在170°～190°范围内，而且，对于三倍于DCS方式发送信号的频率的第三高次谐波调整行波和反射波之间的相位差，使得行波和反射波之间的相位差在165°～195°范围内。
以下，参照图3和图4，就有关本实施例的高频开关模块用多层基板进行说明。图3是表示有关本实施例的高频开关模块1的外观的透视图。有关本实施例的高频开关模块用多层基板10具有介质层和图案化的导体层交替层叠的结构。在高频开关模块1的构成要素中，除了高频开关20之外，利用多层基板10内部或表面上的导体层构成。高频开关20作为一个IC(集成电路)安装于多层基板10。再有，除了高频开关20之外的高频开关模块1的构成要素的一部分，也可以安装于多层基板10。
多层基板10例如为低温烧成陶瓷多层基板。在这种场合，多层基板10例如通过以下步骤制造。即，首先在预先形成了通孔用孔的陶瓷半成品片上，利用例如以银为主要成分的导电膏形成预定图案的导体层。接着，将多个这样形成导体层的陶瓷半成品片层叠，对它们同时进行烧成。由此同时形成通孔。然后形成图中未示出的端子电极，完成多层基板10。
图4表示一例多层基板10内部导体层的一部分。在此例中表示了图1中的电容器12、相位调整用线路16及电感器31。在此例中，由对立配置的两个导体层12a、12b形成电容器12。导体层12a经由通孔9a与多层基板10表面上的导体层19连接。在该导体层19上连接了与高频开关20的接点22a连接的端子。导体层12b上经由相位调整用线路16连接了电感器31。电感器31由经通孔9b、9c串联连接的三层导体层31a～31c形成。在此例中，通过调整相位调整用线路16的长度来调整前述的行波和反射波之间的相位差。
以下，就用以确认可通过调整相位调整用线路16、17的长度来抑制高次谐波频率成分的功率的第一和第二实验进行说明。图5是表示在第一和第二实验中使用的测定系统的结构的方框图。该测定系统80设有发生与发送信号相当的高频信号的信号发生器81和按顺序在该信号发生器81的后级连接的高频功率放大器82、隔离器83、LPF84、线路延伸器85、耦合器86、高频开关87、耦合器88、衰减器89、陷波滤波器90及频谱分析器91。测定系统80还设有与耦合器86连接的功率传感器92和与耦合器88连接的功率传感器93。
高频功率放大器82放大从信号发生器81输出的信号。隔离器83将高频功率放大器82的输出信号传送给LPF84，而阻止从LPF84向高频功率放大器82传送信号。LPF84与图1中的LPF30、40对应，使从信号发生器81输出的信号通过并遮断其高次谐波。线路延伸器85是可改变长度的同轴线路。线路延伸器85与图1中的相位调整用线路16、17对应。耦合器86将高频开关87和功率传感器92耦合到线路延伸器85。高频开关87包括GaAs·FET，能够选择导通状态和非导通状态。高频开关87与图1中的高频开关20对应。耦合器88将衰减器89和功率传感器93耦合到高频开关87。衰减器89使通过信号的功率衰减20dB。陷波滤波器90遮断所输入信号中发送信号的频率成分。频谱分析器91检测通过陷波滤波器90的信号的频谱。功率传感器92检测输入到高频开关87的信号的功率。功率传感器93检测从高频开关87输出的信号的功率。
以下，就利用图5所示的测定系统进行的第一和第二实验的内容进行说明。首先，就第一实验进行说明。第一实验是为确认可通过调整相位调整用线路16的长度来降低基于GSM方式发送信号的高次谐波而进行的实验。在该第一实验中，由信号发生器81发生假设为GSM方式发送信号的频率900MHz的信号。LPF84使从信号发生器81输出的频率900MHz信号通过，并遮断其高次谐波。从信号发生器81输出的信号经高频功率放大器82、隔离器83、LPF84、线路延伸器85及耦合器86输入到高频开关87。假设输入到高频开关87的信号功率为34dBm。
在高频开关87中发生n倍(n为2以上的整数)于频率900MHz频率的高次谐波。该高次谐波的行波行进到耦合器86侧和耦合器88侧。行进到耦合器86侧的行波，经耦合器86和线路延伸器85到达LPF84，在该LPF84几乎被全反射而成为反射波。该反射波再次经线路延伸器85和耦合器86返回到高频开关87。结果，在高频开关87中生成高次谐波的行波和反射波的合成波，该合成波向耦合器88传送。该合成波经衰减器89和陷波滤波器90被频谱分析器91检测。
在第一实验中，通过改变线路延伸器85的长度，使在高频开关87的位置的高次谐波的行波和反射波之间的相位差改变，同时测定对第二高次谐波的合成波的功率和对第三高次谐波的合成波的功率。改变线路延伸器85的长度相当于改变相位调整用线路16的长度。在图6表示第一实验的测定结果。图6中的纵轴表示合成波功率。另外，图6中的横轴表示将线路延伸器85的长度设为预定的初始值时的合成波的相位和将线路延伸器85的长度设为任意值时的合成波的相位之间的相位差，即相位角。再有，图6中横轴的数值以频率900MHz信号中的相位值表示。因此，对第二高次谐波的合成波的相位角成为图6中的横轴数值的两倍值，对第三高次谐波的合成波的相位角成为图6中的横轴数值的三倍值。
在图6中，对第二高次谐波的合成波功率取极大值时，在高频开关87的位置的第二高次谐波的行波和反射波之间的相位差成为零。另外，对第二高次谐波的合成波功率取极小值时，在高频开关87的位置的第二高次谐波的行波和反射波之间的相位差成为180°。另外，对第三高次谐波的合成波功率取极大值时，在高频开关87的位置的第三高次谐波的行波和反射波之间的相位差成为零。另外，对第三高次谐波的合成波功率取极小值时，在高频开关87的位置的第三高次谐波的行波和反射波之间的相位差成为180°。
从图6可知，对于第二高次谐波和第三高次谐波，可通过改变线路延伸器85的长度，使各自的合成波功率小于行波和反射波之间的相位差为零时。另外，通过选择线路延伸器85的长度，能够使对第二高次谐波的合成波功率和对第三高次谐波的合成波功率共同大致成为极小值，因而，能够共同抑制对第二高次谐波的合成波功率和对第三高次谐波的合成波功率。在图6所示的测定结果中，相位角约为100°时，对第二高次谐波的合成波功率和对第三高次谐波的合成波功率共同大致成为极小值。此时，在高频开关87位置的第二高次谐波的行波和反射波之间的相位差大致成为180°，而且在高频开关87位置的第三高次谐波的行波和反射波之间的相位差也大致成为180°。此时，对于第二高次谐波，能够使合成波功率比行波和反射波之间的相位差为零时降低约20dB，对于第三高次谐波，能够使合成波功率比行波和反射波之间的相位差为零时降低约8dB。
另外，从图6可知，在对第二高次谐波的合成波功率和对第三高次谐波的合成波功率共同大致成为极小值时的相位角±10°的范围内，对于第二高次谐波，能够使合成波功率比行波和反射波之间的相位差为零时小10dB以上，而且，对于第三高次谐波，能够使合成波功率比行波和反射波之间的相位差为零时小3dB以上。再有，对第二高次谐波的合成波功率和对第三高次谐波的合成波功率共同大致成为极小值时的相位角±10°的范围，对于第二高次谐波是行波和反射波之间的相位差大约为160°～200°的范围，对于第三高次谐波是行波和反射波之间的相位差大约为150°～210°的范围。
另外，从图6可知，在对第二高次谐波的合成波功率和对第三高次谐波的合成波功率共同大致成为极小值时的相位角±5°的范围内，对于第二高次谐波，能够使合成波功率比行波和反射波之间的相位差为零时小15dB以上，而且，对于第三高次谐波，能够使合成波功率比行波和反射波之间的相位差为零时小5dB以上。再有，对第二高次谐波的合成波功率和对第三高次谐波的合成波功率共同大致成为极小值时的相位角±5°的范围，对于第二高次谐波是行波和反射波之间的相位差大约为170°～190°的范围，对于第三高次谐波是行波和反射波之间的相位差大约为165°～195°的范围。
从以上的实验结果可知，依据图1所示的高频开关模块1，通过调整相位调整用线路16的长度，能够抑制基于GSM方式发送信号的高次谐波频率成分的功率。上述的行波和反射波之间的相位差和合成波功率之间的关系，直接适合于图1所示的高频开关模块1。
接着，就第二实验进行说明。第二实验是为确认可通过调整相位调整用线路17的长度来降低基于DCS方式发送信号的高次谐波而进行的实验。在该第二实验中，由信号发生器81发生假设为DCS方式发送信号的频率1750MHz的信号。LPF84使从信号发生器81输出的频率1750MHz信号通过，并遮断其高次谐波。从信号发生器81输出的信号经高频功率放大器82、隔离器83、LPF84、线路延伸器85及耦合器86输入到高频开关87。假设输入到高频开关87的信号功率为32dBm。
在高频开关87中发生n倍(n为2以上的整数)于频率1750MHz频率的高次谐波。该高次谐波的行波行进到耦合器86侧和耦合器88侧。行进到耦合器86侧的行波，经耦合器86和线路延伸器85到达LPF84，在该LPF84几乎被全反射而成为反射波。该反射波再次经线路延伸器85和耦合器86返回到高频开关87。结果，在高频开关87中生成高次谐波的行波和反射波的合成波，该合成波向耦合器88传送。该合成波经衰减器89和陷波滤波器90被频谱分析器91检测。
在第二实验中，通过改变线路延伸器85的长度，使在高频开关87的位置的高次谐波的行波和反射波之间的相位差改变，同时测定对第二高次谐波的合成波的功率和对第三高次谐波的合成波的功率。改变线路延伸器85的长度相当于改变相位调整用线路17的长度。在图7表示第二实验的测定结果。图7中的纵轴表示合成波功率。另外，图7中的横轴表示将线路延伸器85的长度设为预定的初始值时的合成波的相位和将线路延伸器85的长度设为任意值时的合成波的相位之间的相位差，即相位角。再有，图7中的横轴数值以频率1750MHz信号中的相位值表示。因此，对第二高次谐波的合成波的相位角成为图7中的横轴数值的两倍值，对第三高次谐波的合成波的相位角成为图7中的横轴数值的三倍值。
有关图6所示测定结果的前述说明，同样适合于图7所示的测定结果。因此，从图7所示的测定结果可知，依据图1所示的高频开关模块1，通过调整相位调整用线路17的长度，能够抑制基于DCS方式发送信号的高次谐波频率成分的功率。
以下，参照图8，就检查高频开关20整体的特性的第三实验进行说明。图8是表示在第三实验中使用的测定系统的结构的方框图。该测定系统100设有发生与发送信号相当的高频信号的信号发生器101和按顺序在该信号发生器101的后级连接的高频功率放大器102、隔离器103、LPF104、耦合器105、双工器106、高频开关107、耦合器108、衰减器109及频谱分析器110。测定系统100还设有与耦合器105连接的功率传感器111和与双工器106连接的50Ω的终端电阻112及与耦合器108连接的功率传感器113。
高频功率放大器102放大从信号发生器101输出的信号。隔离器103将高频功率放大器102的输出信号传送给LPF104，而阻止从LPF104向高频功率放大器102传送信号。LPF104与图1中的LPF30、40对应，使从信号发生器101输出的信号通过并遮断其高次谐波。耦合器105将双工器106和功率传感器111耦合到LPF104。双工器106具有LPF106L和高通滤波器(以下称为HPF)106H。LPF106L的一端与耦合器105连接，另一端与高频开关107的一端连接。HPF106H的一端与终端电阻112连接，另一端与高频开关107的一端连接。高频开关107包括GaAs·FET，能够选择导通状态和非导通状态。高频开关107与图1中的高频开关20对应。耦合器108将衰减器109和功率传感器113耦合到高频开关107。衰减器109使通过信号的功率衰减10dB。频谱分析器110检测通过衰减器109的信号的频谱。功率传感器111检测输入到高频开关107的信号的功率。功率传感器113检测从高频开关107输出的信号的功率。
图9简略表示了双工器106中的LPF106L和HPF106H的特性。LPF106L具有以下特性：在频率900MHz，插入损失为0.5dB以下；在频率900MHz信号的第二高次谐波频率即1.8GHz，衰减量为50dB以上；在频率900MHz信号的第三高次谐波频率即2.7GHz，衰减量为50dB以上。HPF106H具有以下特性：在频率900MHz，衰减量为50dB以上；在频率1.8GHz，插入损失为0.5dB以下；在频率2.7GHz，插入损失为0.5dB以下。
以下，就图8所示的测定系统中使用的第三实验内容进行说明。在第三实验中，由信号发生器101发生假设为GSM方式发送信号的频率900MHz的信号。从信号发生器101输出的信号经高频功率放大器102、隔离器103、LPF104、耦合器105及双工器106中的LPF106L输入到高频开关107。假设输入到高频开关107的信号功率为34dBm。
在高频开关107中发生n倍(n为2以上的整数)于频率900MHz频率的高次谐波。该高次谐波的行波行进到双工器106侧和耦合器108侧。行进到双工器106侧的行波，通过双工器106的HPF106H，但在终端电阻112不反射，因此不返回到HPF106H。进行到耦合器108侧的行波，经耦合器108和衰减器109被频谱分析器110检测。
这样，在第三实验中，排除由高频开关107发生的高次谐波的反射波的影响，只检测高次谐波的行波。在第三实验中，对许多高频开关107测定高次谐波的电平，求出高次谐波电平和频度(高频开关107的个数)之间的关系。该结果表示在图10中。在图10中，横轴用载波对乱真信号比(carrier-to-spurious ratio)(dBc)表示高次谐波的电平。这里，载波是频率900MHz的信号，乱真信号是频率900MHz的信号的第二高次谐波。载波对乱真信号比越大，高次谐波的电平就越小。在图10中，纵轴表示频度。
这里，根据图10所示的实验结果，对高频开关107的合格率进行考察。根据GSM标准，设天线端的高次谐波频率成分的功率的上限值为-32dBm。在这种场合，输入到高频开关107的信号的功率为34dBm时，载波对乱真信号比的下限为66dBc。通常，需要约3dB左右的容限，因此，若加上该容限则载波对乱真信号比的下限成为69dBc。在图10所示的实验结果中，载波对乱真信号比69dBc以上的高频开关107的比例即合格率约为50％。
从图6所示的实验结果可知，依据有关本实施例的高频开关模块1，对于频率900MHz信号的第二高次谐波，能够将合成波功率比行波和反射波之间的相位差为零时降低约20dB。由此，依据有关本实施例的高频开关模块1，与如图10所示的实验结果排除了反射波影响的场合相比，能够将从天线输出的高次谐波频率成分的功率降低约10dB。这样若将从天线输出的高次谐波频率成分的功率降低约10dB，则在图10中可使用载波对乱真信号比为59dBc以上的高频开关107，从而合格率可大体成为100％。
以下，在电路的规模、大小、设计难易度方面，对有关本实施例的高频开关模块1和采用PIN二极管的比较例的高频开关模块进行比较。
图11是表示比较例的高频开关模块201结构的电路图。该高频开关模块201设有：与图中未示出的天线连接的天线端口202；发送信号端口203、204；接收信号端口205、206；天线分离滤波器210；两个LPF220、230；以及两个开关部240、250。发送信号端口203、204分别输入GSM方式的发送信号、DCS方式的发送信号。接收信号端口205、206分别输出GSM方式的接收信号、DCS方式的接收信号。开关部240具有一个电子式切换接点，对该电子式切换接点有选择地连接发送信号端口203和接收信号端口205中的一个。开关部250具有一个电子式切换接点，对该电子式切换接点有选择地连接发送信号端口204和接收信号端口206中的一个。
天线分离滤波器210中有：与天线端口202连接的第一端口；输入输出GSM方式发送信号和接收信号的第二端口；以及输入输出DCS方式的发送信号、接收信号的第三端口。天线分离滤波器210还具有：一端与第一端口连接、另一端与第二端口连接的电感器211；一端与第一端口连接、另一端与第二端口连接的电容器212；以及一端与第二端口连接、另一端接地的电容器213。这些构成使GSM方式的信号通过并遮断DCS方式的信号的LPF。天线分离滤波器210还具有：一端与第一端口连接的电容器214；一端与电容器214的另一端连接、另一端与第三端口连接的电容器215；一端与电容器214的另一端连接的电感器216；以及一端与电感器216的另一端连接、另一端接地的电容器217。这些构成使DCS方式的信号通过并遮断GSM方式的信号的HPF。
LPF220中有：一端与天线分离滤波器210的第二端口连接、另一端与开关部240的电子式切换接点连接的电感器221；一端与天线分离滤波器210的第二端口连接、另一端与开关部240的电子式切换接点连接的电容器222；以及一端与开关部240的电子式切换接点连接、另一端接地的电容器223。
开关部240中有：阴极与电子式切换接点连接、阳极与发送信号端口203连接的PIN二极管241；一端与电子式切换接点连接的电容器242；一端与电容器242的另一端连接、另一端与发送信号端口203连接的电感器243；一端与发送信号端口203连接的电感器244；一端与电感器244的另一端连接、另一端接地的电容器245；以及与电感器244和电容器245之间的连接点连接的控制端子207。开关部240还具有：一端与电子式切换接点连接、另一端与接收信号端口205连接的电感器246；阳极与接收信号端口205连接的PIN二极管247；一端与PIN二极管247的阴极连接、另一端接地的电容器248；以及一端与PIN二极管247的阴极连接、另一端接地的电阻器249。
LPF230中有：一端与天线分离滤波器210的第三端口连接、另一端与开关部250的电子式切换接点连接的电感器231；一端与天线分离滤波器210的第三端口连接、另一端与开关部250的电子式切换接点连接的电容器232；以及一端与开关部250的电子式切换接点连接、另一端接地的电容器233。
开关部250中有：阴极与电子式切换接点连接、阳极与发送信号端口204连接的PIN二极管251；一端与电子式切换接点连接的电容器252；一端与电容器252的另一端连接、另一端与发送信号端口204连接的电感器253；一端与发送信号端口204连接的电感器254；一端与电感器254的另一端连接、另一端接地的电容器255；以及与电感器254和电容器255之间的连接点连接的控制端子208。开关部250还具有：一端与电子式切换接点连接、另一端与接收信号端口206连接的电感器256；阳极与接收信号端口206连接的PIN二极管257；一端与PIN二极管257的阴极连接、另一端接地的电容器258；以及一端与PIN二极管257的阴极连接，另一端接地的电阻器259。
在高频开关模块201中，施加在控制端子207上的控制信号为高电平时，二极管241、247成为导通状态，发送信号端口203经由LPF220和天线分离滤波器210连接到天线端口202。另外，施加在控制端子207上的控制信号为低电平时，二极管241、247成为非导通状态，接收信号端口205经由LPF220和天线分离滤波器210连接到天线端口202。另外，施加在控制端子208上的控制信号为高电平时，二极管251、257成为导通状态，发送信号端口204经由LPF230和天线分离滤波器210连接到天线端口202。另外，施加在控制端子208上的控制信号为低电平时，二极管251、257成为非导通状态，接收信号端口206经由LPF230和天线分离滤波器210连接到天线端口202。
在比较例的高频开关模块201中使用了31个元件。其中，例如约23个元件形成于多层基板内。而在有关本实施例的高频开关模块1中使用了17个元件。其中，例如约11个元件形成于多层基板内。这样，与有关本实施例的高频开关模块1相比，比较例的高频开关模块201电路复杂，因此很难设计，同时很难实现小型化。特别是，在比较例的高频开关模块201中，电感器和电容器比有关本实施例的高频开关模块1多。因此，在比较例的高频开关模块201中，电感器之间容易发生耦合或寄生电容，为得到目标特性所需的试制次数增多。由此产生开发成本的增加和产品的市场投入的延迟等问题。相对地，有关本实施例的高频开关模块1结构简单且容易设计。因此，依据有关本实施例的高频开关模块1，与比较例的高频开关模块201相比，例如能够将开发周期缩短约一半。
另外，在有关本实施例的高频开关模块1中，IC化的高频开关20的输入阻抗和输出阻抗在宽带中匹配成50Ω，因此容易设计。
另外，有关本实施例的高频开关模块1中元件数量少，而且采用GaAs·FET的高频开关20的芯片尺寸纵向约为1mm、横向约为1mm。因此，有关本实施例的高频开关模块1容易实现小型化。
另外，相对于采用PIN二极管的开关的消耗电流约为10mA，采用GaAs·FET的开关的消耗电流为10μA以下。因此，与比较例的高频开关模块201相比，有关本实施例的高频开关模块1能够降低耗电。
GaAs·FET在大功率的发送信号通过时发生高次谐波。但如已所述，有关本实施例的高频开关模块1能够抑制从天线送出的高次谐波频率成分的功率。
另外，在有关本实施例的高频开关模块1中，设有电感器18作为浪涌电压抑制元件，因此，能够防止由于浪涌电压而损坏高频开关20。再有，作为浪涌电压抑制元件，也可采用压敏电阻、齐纳二极管、瞬态电压抑制器等其它元件。
再有，本发明并不仅限于上述实施例，可以进行各种变更。例如，高频开关并不仅限于包含GaAs·FET作为半导体开关元件，也可以包含其它种类的半导体开关元件。
另外，各实施例中所例举的频带组合只是一例而已，本发明也可以适用于其它频带的组合。
如以上说明，依据本发明的高频开关模块和高频开关模块用多层基板，能够实现结构简单且容易设计，并可抑制高次谐波频率成分的功率的高频开关模块。
显然，基于以上说明，可以实施本发明的各种实施例和其变更例。因此，在与以下权利要求相当的范围内，本发明也能用上述最佳实施例以外的实施方式实施。