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本发明涉及移动手持设备中的功率放大器，以提高功率放大器的效率和线性度特性。所述功率放大器通过以下方式来提高这些特性，控制峰值放大器的输入电压，从而根据从输出单元的输出功率的大小，在低输出功率方式下，使得功率放大器操作于多赫尔蒂方式，且使得在高输出功率方式下，峰值放大器的输入电压可增加到满足功率放大器的非线性操作要求的点。而且，由于仅控制峰值放大器的输入电压，可以用简单的方式来实现功率放大器。这样，功率放大器的尺寸变小，从而降低了功率放大器的成本。

1.  移动手持设备中的功率放大器，包括：
相位差补偿装置，其连接到载波放大器的输入端和峰值放大器的输入端，用于通过使来自所述载波放大器的载波输出功率信号和来自所述峰值放大器的峰值输出功率信号的相位均衡，来补偿相位差；
输出匹配单元，用于传送载波输出功率信号和峰值输出功率信号；和
电压控制装置，用于检测传送到功率放大器输出级的功率放大器输出功率信号的水平，并根据检测到的所述功率放大器输出功率信号的水平来控制施加到所述峰值放大器输入端的输入DC偏置电压。

2.  根据权利要求1所述的功率放大器，其中所述相位差补偿装置是3dB混频耦合器，用于将特定输入功率分配到所述载波放大器和峰值放大器，以使所述载波放大器和峰值放大器间的干扰最小，并按如下的方式传送信号，即，使施加到所述峰值放大器的输入功率信号的相位与施加到所述载波放大器的输入功率的相位相差90°。

3.  根据权利要求2所述的功率放大器，其中所述3dB混频耦合器是用集总元件实现的。

4.  根据权利要求2所述的功率放大器，其中所述3dB混频耦合器是通过低温共烧陶瓷(LTCC)法实现的。

5.  根据权利要求1所述的功率放大器，其中，所述相位差补偿装置包括：相位差补偿器，连接于所述功率放大器的输入级和所述峰值放大器的输入端之间，用于使施加于所述峰值放大器的输入信号的相位比施加到所述载波放大器的输入端的输入信号的相位滞后90°。

6.  根据权利要求5所述的功率放大器，其中，所述相位差补偿器是用传输线来实现的。

7.  根据权利要求5所述的功率放大器，其中，所述相位差补偿器是用集总元件来实现的。

8.  根据权利要求1所述的功率放大器，其中，所述输出匹配单元是用集总元件来实现的。

9.  根据权利要求1所述的功率放大器，其中，所述输出匹配单元是通过低温共烧陶瓷(LTCC)法实现的。

10.  根据权利要求1所述的功率放大器，其中，所述电压控制装置包括：
包络检测器，用于检测从所述输出匹配单元传送到所述功率放大器输出级的功率放大器输出功率信号的水平；
比较和确定单元，用于通过比较来确定由所述包络检测器检测到的输出功率水平是否偏离低输出功率范围；和
电压控制器，用于根据由比较和确定单元做出的确定的结果比较，控制施加到所述峰值放大器的输入DC偏置电压。

11.  根据权利要求1所述的功率放大器，其中所述电压控制装置：
如果从所述输出匹配单元传送到所述功率放大器的输出级的功率放大器输出功率信号的水平在低输出功率范围内，则所述电压控制装置控制施加到所述峰值放大器的输入DC偏置电压，使得所述功率放大器操作于多赫尔蒂放大方式；和
如果从所述输出匹配单元传送到所述功率放大器的输出级的功率放大器输出功率信号的水平偏离低输出功率范围，则所述电压控制装置控制施加到所述峰值放大器的输入DC偏置电压，使得施加到所述峰值放大器的输入DC偏置电压增加到满足所述功率放大器的非线性特性的点。

12.  根据权利要求1所述的功率放大器，其中所述载波放大器和所述峰值放大器具有不同的增益特性。

便携式终端的功率放大装置
技术领域
本发明涉及用于无线通信服务的移动手持设备(handset)中的功率放大器。更具体地说，本发明涉及移动手持设备中的功率放大器，其可提高效率和线性度。
背景技术
最近，随着用于无线通信服务的移动手持设备越来越小和越来越轻，对延长使用小尺寸电池的移动手持设备的通话时间也进行了很多的研究。
在常规的移动手持设备中，无线电频率(RF)功率放大器消耗了移动手持设备整体系统所消耗的电量的大部分。因此，低效率的RF功率放大器降低了整体系统的效率，从而减少了通话时间。
因此，大部分的努力集中于提高功率放大领域中的RF功率放大器的效率。一个方法是，作为电路引入多赫尔蒂型(Doherty-type)功率放大器，用于提高RF功率放大器的效率。
与其他的在整个低功率输出范围内效率低的常规功率放大器不同，多赫尔蒂型功率放大器被设计来在宽输出功率范围上保持最佳效率。由较小的晶体管组成的载波放大器的操作可在直到一定的低输出功率水平时仍保持最佳效率。峰值放大器与载波放大器协作运行，以维持高效率，直至所述功率放大器作为一个整体产生最大输出功率。当所述功率放大器在低功率输出范围内运行时，仅有载波放大器可操作；峰值放大器作为B类或C类被偏置，不运行。
理论上，上述多赫尔蒂型功率放大器被设计为在整个输出功率范围上满足线性技术指标并且保持高效率地操作。
然而，如上所述，由于多赫尔蒂型功率放大器包含彼此共同操作的载波放大器和峰值放大器，实际上，多赫尔蒂型功率放大器在保持高效率的整个功率范围不满足线性技术指标(例如，就相位或增益特性而言)。
总之，在现有技术中的上述多赫尔蒂型功率放大器中，很难预测装置的线性特性，且因为峰值放大器被偏置于如B类或C类的低DC电流水平，很难期待在这样的装置中提高线性度。
另一方面，近来为增加RF功率放大器的效率所作的研究中也引入了开关方式功率放大器。
所述开关方式功率放大器被设计来相应于其输出功率水平而在各种不同的方式下操作，以提高决定最大通话时间的效率和决定音质的线性度。在开关方式功率放大器中，开关用于调整功率传送的通路，从而使得功率放大器提供其输出功率，如果要求的输出功率水平低，则旁路所述功率级。反之，如果要求高输出功率水平，则通过开关来调整通路，使得所述功率放大器通过功率级提供其输出功率。
所述开关方式功率放大器也称为旁通开关功率放大器，因为它根据所要求的输出功率水平旁路所述功率级。一般地，在一个旁路开关功率放大器中，一个开关用于两个方式，即，单刀双掷(SPDT)开关用于为不同方式分出多个通路的场合，以指定相应的通路。而且，一般地，所述SPDT开关用在与各方式对应的相应通路结合处。
所述SPDT开关用于旁路开关功率放大器中，其处于出现方式分支以提高各方式间的隔离水平的点，从而优化各方式中的操作。
如上所述，因为现有技术中的所述旁路开关功率放大器使用大量的开关以根据输出功率的水平操作于不同的方式，由于置于所述功率级之前和之后的匹配单元的开关处的损耗，降低了输出功率。而且，在给定的输出功率水平上，增益和效率降低，且相邻通道功率比(ACPR)增加。
在功率放大器中，ACPR技术指标的满足是通过操作功率放大器于低于P1dB(1dB压缩输出功率)的输出功率水平的回退(back-off)来实现的。这样，在旁路开关功率放大器中，由于开关和满足ACPR技术指标所要求的回退操作所造成的损失，可得到的输出功率被限制于一定的程度。该限制在一定程度上降低了效率，从而导致电池寿命的减少。
而且，旁路开关功率放大器的缺点是，在放大器中必须使用大量的开关，增加了放大器的尺寸，而且，还增加了所述放大器的价格。
发明内容
本发明需要克服现有技术的缺点，以提供至少下文中所描述的优点。为了解决现有技术的上述问题，本发明的一个特定实施方式提供了一种在移动手持设备中的功率放大器，其通过根据输出功率水平控制例如施加于峰值放大器的输入DC偏置电压来提高效率和线性度。特别地，在低输出功率方式中，控制施加于所述峰值放大器的输入DC偏置电压，使得所述功率放大器操作于多赫尔蒂方式，在高输出功率方式中，控制施加于所述峰值放大器的输入DC偏置电压，使之增加，从而有效地管理所述功率放大器的非线性特性。
根据本发明的一个优选实施方式，移动手持设备中地功率放大器包括：相位差补偿装置，其与载波放大器的输入端和峰值放大器连接，用于补偿相差，以使在所述功率放大器的输出级的所述载波放大器和所述峰值放大器的输出功率的相位相等；输出匹配单元，用于将来自所述载波放大器和所述峰值放大器的输出功率传送到所述输出级；电压控制装置，用于监测传送到所述输出级的输出功率，根据检测的输出功率水平控制施加到所述峰值放大器的输入DC偏置电压。
在优选实施方式中，相位差补偿装置用例如3dB(分贝)混频耦合器(hybrid coupler)来实现，用于将特定输入功率分配到载波放大器和峰值放大器，使得所述载波放大器和所述峰值放大器间的干扰最小，且以下述方式传送信号，即，使施加于所述峰值放大器的输入功率的相位比施加于所述载波放大器的输入功率的相位基本上滞后于90度。
优选地，相位差补偿装置包括相位差补偿器，连接在功率放大器和峰值放大器的输入级之间，用于使施加于峰值放大器的输入信号的相位相对于施加于载波放大器输入信号的相位滞后90度。
在优选实施方式中，电压控制装置包括：包络检测器，用于检测从输出匹配单元传送到输出级的输出功率的电平；比较和确定单元，用于通过比较来确定包络检测器检测的输出功率是否偏离所述低输出功率范围；电压控制器，用于根据比较和确定单元的确定结果，控制施加于峰值放大器的输入DC偏置电压。
所述电压控制装置按照如下方式控制施加于所述峰值放大器的输入DC偏置电压，即，如果从输出匹配单元传送到输出级的输出功率水平在低输出功率范围之内，所述功率放大器操作于多赫尔蒂方式。反之，如果从输出匹配单元传送到输出级的输出功率水平偏离低输出功率范围，则所述电压控制装置按照如下方式控制施加到峰值放大器的输入DC偏置电压，即，将施加到峰值放大器的输入DC偏置电压增加到满足功率放大器的非线性特性的点。
附图说明
图1是一方框图，显示了根据本发明的一个优选实施例的移动手持设备中功率放大器的结构；
图2显示了可用于本发明的该优选实施例的3dB混频耦合器的等效电路；
图3是示于图1中的输出匹配单元的方框图；
图4显示了利用集总元件实现的输出匹配单元的等效电路；
图5显示了基于施加到峰值放大器的输入DC偏置电压的效率特性；
图6显示了基于施加到峰值放大器的输入DC偏置电压的非线性特性；
图7显示了响应于根据本发明的优选实施例的功率放大器的方式的效率特性；
图8显示了响应于根据本发明的优选实施例的功率放大器的方式的非线性特性；
图9显示了响应于根据本发明的功率放大器的方式的增益特性；和
图10的方框图显示了根据本发明的第二优选实施例的功率放大器的结构。
图中重要部件的代码说明
110：3dB混频耦合器            120：载波放大器
130：峰值放大器               140：输出匹配单元
150：包络检测器               160：数字电路单元
170：电压控制器                180：相位差补偿器
本发明的最佳实施方式
下面将参考附图对根据本发明的各种实施例的移动手持设备中示例的功率放大器进行详细说明。
图1显示了根据本发明的第一优选实施例的移动手持设备中功率放大器的结构。示于图1的所述功率放大器100包括混频耦合器110，载波放大器120，峰值放大器130，输出匹配单元140，包络检测器150，数字电路单元160和电压控制器170。
3dB混频耦合器110将一定的输入功率分配给载波放大器120和峰值放大器130，使得载波放大器120和峰值放大器130之间的干扰最小，且以下述方式传送信号，即，使峰值放大器130的输入功率的相位滞后于载波放大器120的输入功率的相位90°(λ/4)。相应地，发生在输出匹配单元140处的载波放大器120和峰值放大器130的输出功率相位之间的90°(λ/4)相位滞后被补偿，且输出功率的相位在输出级被均衡。
如上所述，3dB混频耦合器110对载波放大器120和峰值放大器130的输出功率相位差的补偿通过使输出级处输出功率的相位相等而获得最佳输出功率。
图2显示了根据本发明的优选实施例的3dB混频耦合器的等效电路。当信号被输入到3dB混频耦合器110(该耦合器具有约为3dB或更高的信号耦合)的输入级10后，该信号被传送到载波放大器输出端50和峰值放大器输出端60。此时，输出到载波放大器输出端50的信号和输出到峰值放大器输出端60的信号具有90°(λ/4，或四分之一波)的相位差。
例如，所述3dB混频耦合器110可用一传输线路实现，如，耦合的线耦合器，兰格(Lange)耦合器，支线耦合器或其他公知的耦合电路。作为另一个例子，3dB混频耦合器110可用一微波单块集成电路(MMIC)芯片来实现。在另一例子中，3dB混频耦合器110可用图2所示的集总元件111，112，113，114，115，116，117和118来实现。在又一例子中，3dB混频耦合器110可用低温共烧陶瓷(Low Temperature Co-fired Ceramic，LTCC)法来实现。
载波放大器120将从3dB混频耦合器110输出的信号放大，并输出该放大的信号。载波放大器120包括一晶体管，其尺寸可小于构成峰值放大器130的晶体管的尺寸。一个晶体管和另一晶体管的尺寸的比率部分地决定了输出功率范围，在此范围可保持最大效率。
峰值放大器130是用于放大从3dB混频耦合器110输出的信号且输出该放大信号的另一放大器，当低电平输入信号施加于载波放大器120上时，它基本上不操作。这通过按照如下方式调整施加于峰值放大器130的输入DC偏置电压来实现，即，峰值放大器130偏置为B类或C类，其中流有较小的直流电流。在峰值放大器130基本上不操作的低输出功率范围，载波放大器120的出端阻抗具有一较为恒定和高的值。结果，载波放大器120可获得最大效率的输出功率水平，其低于载波放大器120能够产生的最高输出功率水平。
输出匹配单元140包括：第一λ/4变压器(transformer)143，用于匹配从载波放大器120施加的输出功率的阻抗，并将从载波放大器120施加的输出功率传送到输出级70；第二λ/4变压器145，用于匹配从峰值放大器130施加的输出功率的阻抗，并将从峰值放大器130施加的输出功率传送到输出级70。
图3是示于图1中的输出匹配单元140的方框图。通过调整输出匹配单元140中的第一λ/4变压器143的α和第二λ/4变压器145的β，在峰值放大器130不操作的低输出功率范围，载波放大器120可在输出功率水平低于载波放大器120可产生的最高输出功率水平时实现最大效率。
如图3所示，第一λ/4变压器143和第二λ/4变压器145可用λ/4传输线(T-线)来实现，或使用图4中所示的集总元件143a，143b，143c，143d，...，145a，145b，145c，145d等，或其他类似元件来实现。可替代地，第一λ/4变压器143和第二λ/4变压器145可用LTCC方法实现。
包络检测器150检测从输出匹配单元140传送到输出级70的输出功率的水平。
数字电路单元160构成为决定由包络检测器150检测的输出功率水平是否偏离低输出功率范围Q，并根据决定的结果将控制信号施加到电压控制器170。
电压控制器170被构成为根据从数字电路单元160施加的控制信号来控制施加到峰值放大器130的输入DC偏置电压。
图5显示了基于例如施加到峰值放大器130的输入DC偏置电压的效率特性。
当电流开始在峰值放大器130中流动时，峰值放大器130开始操作。这改变了载波放大器120的输出阻抗，从而如图5中的D所指示的那样，将功率放大器100的效率优化为一特定常数水平。相应地，如图5中的曲线D所指示的那样，Power Added Efficiency(增加了功率的效率，PAE)从点P(峰值放大器130开始操作)至功率放大器100提供最高输出功率的点具有最大值。这样，如图所示，根据本发明的一个实施例，通过示例的功率放大器，与图5中曲线A指示的一般功率放大器的效率特性相比，实现了效率特性的提高。如上所述，这通过操作峰值放大器130为B类或C类来达到。
图6显示了当输入DC偏置电压施加到峰值放大器130时的非线性特性。很难预测整体非线性特性(如图6的曲线D所示)的值。因此，功率放大器的非线性失真就是不想要的。相应地，某一特定系统所需要的ACPR标准R可能不能维持到与点S相关的所期望的输出功率水平。
换句话说，如图5和图6所示，与相关技术中的已知一般的功率放大器相比，并且如果功率放大器100中的峰值放大器130操作于B类或C类(即，如果功率放大器100操作于典型的多赫尔蒂方式下)，则功率放大器100的效率特性提高。然而，就线性度而言，当操作于高输出功率范围时，功率放大器具有更难以预测的值。
因此，根据本发明的一实施例的示例功率放大器在低输出功率范围如点Q处(在此处满足系统要求的ACPR标准R)满足高效和线性度的要求。通过设置施加于峰值放大器130的输入DC偏置电压，使得峰值放大器130操作于DC电流较小的B类或C类，从而使功率放大器100操作于多赫尔蒂方式，来满足标准R。另一方面，在高输出功率范围，通过使功率放大器100操作于操作范围(B或A，在此范围，施加到峰值放大器130的输入电压增加到满足功率放大器100的非线性技术指标的点R)，来调整施加到峰值放大器130的输入DC偏置电压，从而使功率放大器实现最优线性度。
图7显示了相应于根据本发明的一个实施例的功率放大器的方式的效率特性。图8显示了相应于根据本发明的功率放大器的多种方式的非线性特性。图9显示了相应于根据本发明的功率放大器的方式的增益特性。在本发明中，载波放大器120和峰值放大器130可操作来使得不管方式如何都具有线性增益特性。然而，即使载波放大器120和峰值放大器130被实现为根据相关方式而以不同的线性增益特性操作，整体系统也不受影响。
图10是一个方框图，显示了根据本发明的第二优选实施例的移动手持设备中功率放大器的结构。根据本发明的第二优选实施例的功率放大器就结构和操作而言，基本上与第一优选实施例的功率放大器100相同。因此，第一和第二优选实施例的功率放大器中相同的部件用同一参考数字来表示。这样，这里省去了对第二优选实施例的功率放大器的详细描述。
如图10所示，另一根据第二优选实施例的功率放大器包括一相位差补偿器180，其取代了第一优选实施例的3dB混频耦合器110。所述相位差补偿器180连接于输入级10和峰值放大器130之间，以使施加到峰值放大器130的输入信号和施加到载波放大器120的输入信号具有90°(λ/4)的相位差。
如上所述，因为在相位差补偿器180的作用下，施加于峰值放大器130的输入信号和施加到载波放大器120的输入信号具有90°(λ/4)的相位差，当来自载波放大器120和峰值放大器130的输出功率在输出匹配单元140中会合时，没有相差，从而可得到最佳输出功率。
如果用相位差补偿器180来替代3dB混频耦合器110，则可用一个简单的传输线来实现相位差补偿器180。可替代地，因为简单的传输线可近似于电感值，相位差补偿器180可用集总元件来实现。这样，功率放大器可不用复杂的3dB混频耦合器110或放大器外的大型传输线来实现。而且，由于相位差补偿器180可集成于一单个芯片内，还可减小功率放大器100的整体尺寸和价格。
下面，将详细描述根据本发明实现的移动手持设备中功率放大器的操作。
包络检测器150检测传送到输出级70的输出功率的水平，并将检测结果提供给数字电路单元160。接着，数字电路单元160决定由包络检测器150检测的输出功率水平是否偏离低输出功率范围Q，并根据该决定的结果向电压控制器170施加一控制信号。如果传送到输出级70的输出功率的在低输出功率范围Q内(方式0)，则使功率放大器100操作于多赫尔蒂方式(即，以便使峰值放大器130操作于B类或C类)。反之，如果传送到输出级70的输出功率的水平偏离低输出功率范围Q(即，在高输出功率范围)(方式1)，则电压控制器170以如下方式控制施加到峰值放大器130的输入DC偏置电压，即，增加施加到峰值放大器130的输入DC偏置电压，使得ACPR提高到满足功率放大器100的非线性技术指标的点R。
尽管为了说明的目的已经披露了本发明的几个实施例，那些熟悉本领域的技术人员可能在不脱离附属的权利要求所披露的本发明的范围和精神的情况下，进行各种改进，增加和置换。
工业应用性
如上所述，本发明提供了移动手持设备中的功率放大器，其通过根据相关输出功率水平控制施加到峰值放大器的输入DC偏置电压，提高效率和线性度。特别地，在低输出功率方式下，控制去往峰值放大器的输入DC偏置电压，使得本发明的功率放大器操作于多赫尔蒂方式，并且在高输出功率方式时，控制去往峰值放大器的输入DC偏置电压使之增加，以满足功率放大器的非线性技术指标。
而且，根据本发明，功率放大器可通过简单的工艺来实现，由于仅控制施加到峰值放大器的输入DC偏置电压，可减小功率放大器的尺寸和价格。