为功率放大器决定前置补偿数据的装置及方法.pdf

本发明提供的装置首先产生一基频信号，其中包含依一预定取样率产生的一连串基频取样数据。一基频信号取样及一功率放大器根据该基频取样数据产生的一输出取样数据分别被撷取。多个数值被叠代地分派给一因子，以使该基频取样数据与该因子的一乘积在各次叠代中朝向该输出取样数据收敛。该因子被储存于一存储器中，且其地址是对应于该基频取样数据的一数值。

权利要求书
1.  一种为一功率放大器决定一前置补偿数据的方法，包含：
产生一基频信号，其中该基频信号包含依一预定取样率而产生的多个基频 取样数据；
取得该基频信号的一基频取样数据以及一输出信号的一输出取样数据，其 中该输出取得数据是由该功率放大器根据该基频取样数据产生；
分派该基频取样数据所对应的一数值给一因子；
计算该基频取样数据与该因子的一乘积；以及
若判断该乘积朝该输出取样数据的一等同值收敛，储存该因子至一存储器 的一地址，做为该前置补偿数据，其中该地址对应于与自该基频取样数据相关 的一数值。

2.  如权利要求1所述的方法，其特征在于，分派该多个复数数值包含：
于单次叠代中，根据一误差，分派一复数数值给该因子，而该误差是于前 一次叠代中产生，且该误差是根据自该输出取样数据与一乘积间的一差异所决 定，该乘积是为自该基频信号取得的该基频取样数据与该前一次叠代中所分派 的该因子的乘积。

3.  如权利要求2所述的方法，进一步包含：
当该误差符合一收敛条件时，结束该叠代分派。

4.  如权利要求3所述的方法，其特征在于，分派该多个数值进一步包含：
根据该误差，分派该数值给该因子，而该误差是于该前一次叠代中，根据 一最小均方程序中的一误差计算与一更新计算而被决定。

5.  如权利要求3所述的方法，进一步包含：
储存一指示信息，指出该因子是否已符合该收敛条件。

6.  如权利要求5所述的方法，进一步包含：
根据基频取样数据的一数值，决定用以储存该因子的该地址；以及
当被储存的该指示信息指出储存于该地址的该因子已符合该收敛条件，结 束该叠代分派。

7.  如权利要求6所述的方法，进一步包含：
若判定储存于该地址的该因子尚未符合该收敛条件，撷取储存于该存储器 的该地址的该因子的该数值；以及
于该分派叠代所包含的一初始叠代中，分派被撷取出的该数值给该因子。

8.  如权利要求7所述的方法，进一步包含：
建立一计算期间，其对应于该叠代分派的一预定叠代次数；以及
当该计算期间结束，停止该叠代分派。

9.  如权利要求8所述的方法，进一步包含：
分配多个存储器位置，用以储存多个因子，该多个存储器位置的多个地址 是相关于该基频信号的该多个基频取样数据的该多个数值构成的一数值范围； 以及
在该存储器中，将该因子储存于该地址，其中该地址是相关于该数值范围。

10.  如权利要求9所述的方法，其特征在于，分配该多个存储器位置包含：
分割该功率放大器的一动态范围以成为一预定数量的多个子区域；
平均地分配该多个存储器位置于该多个子区域；以及
关连该多个存储器位置于对应的该多个子区域。

11.  如权利要求1所述的方法，其特征在于，取得该基频信号中的该基频 取样数据及该输出取样数据包含：
依低于该基频信号的该预定取样率的一速率，取得该基频取样数据及该输 出取样数据。

12.  如权利要求1所述的方法，进一步包含：
若该基频取样数据的一振幅小于一门槛振幅值，标准化该基频取样数据及 该输出取样数据，使得该基频取样数据及该输出取样数据各自的该多个数值可 借由施以一相同乘法而被增加。

13.  一种为一功率放大器决定一前置补偿数据的装置，包含：
一数据撷取装置，用以依一预定取样率撷取该基频信号的一取样以及一输 出信号相对应的一取样，其中该输出信号是该功率放大器根据该基频信号被撷 取的该取样所产生；
一存储器，多个复数因子被各别储存至该存储器的多个地址，其中该多个 地址与该基频信号被撷取的该取样的数值相关；以及
一复数数据处理器，用以针对各复数因子，借由叠代分派多个复数数值给 该复数因子，使自该基频信号取得的该复数取样与该复数因子的一乘积在各次 叠代中朝向自该输出信号取得的该取样收敛。

14.  如权利要求13所述的装置，其特征在于，该复数数据处理器被用以 于一次叠代中，根据一误差分派一复数数值给该复数因子，其中该误差是于前 一次叠代中产生，且是根据自该输出信号取得的该取样与一乘积间的一差异所 决定，该乘积为自该基频信号取得的该复数取样与该前一次叠代中所分派的该 复数因子的乘积。

15.  如权利要求14所述的装置，其特征在于，当该误差符合一收敛条件， 该复数数据处理器结束该叠代分派。

16.  如权利要求15所述的装置，其特征在于，该复数数据处理器被进一步 用以：
根据自该基频信号取得的该取样的数值，决定于该存储器中储存相对应的 该复数因子的该地址；
若判定储存于该地址的该复数因子尚未符合该收敛条件，自该存储器的该 地址撷取该复数因子的该复数数值；以及
于与该复数因子相关的一连串叠代所包含的一初始叠代中，将撷取出的该 复数数值分派给该复数因子。

17.  如权利要求16所述的装置，进一步包含：
一时脉电路，用以建立对应于一预定叠代次数且用以进行该叠代分派的一 计算期间，其中当该计算期间结束，该复数数据处理器停止该叠代分派。

18.  如权利要求17所述的装置，其特征在于，该时脉电路被耦接至该数据 撷取装置，以令该数据撷取装置依低于该基频信号的一取样率的一速率撷取该 基频信号的该取样及该输出信号相对应的该取样。

19.  如权利要求13所述的装置，进一步包含：
一标准化处理器，若该基频信号被撷取的该取样的一振幅小于一门槛振幅 值，该标准化处理器将该基频信号被撷取的该取样与该输出信号相对应的该取 样标准化，使得该基频信号被撷取的该复数取样及该输出信号相对应的该取样 各自的数值被施以一相同乘法。

20.  一种有形非暂态电脑可读取媒体，其中储存有能被一处理器执行的至 少一处理器指令，当该至少一处理器指令被执行时，该处理器：
依一预定取样率，接收一基频信号的一取样与一输出信号的一取样，该输 出信号的该取样是由一功率放大器根据该基频信号的该取样产生；
叠代地将多个复数数值分派给一复数因子，使得自该基频信号取得的该复 数取样与该复数因子的一乘积在各次叠代中朝向自该输出信号取得的该取样 收敛；以及
将该复数因子储存至一存储器的一地址，其中该地址与该基频信号的该取 样的一数值相关。

说明书为功率放大器决定前置补偿数据的装置及方法
技术领域
本发明与功率放大器的失真补偿相关。
背景技术
对射频功率放大器来说，线性度和能源效率是彼此冲突的两个设计参数。 良好的线性度能避免符号分布(constellation)及/或频谱被破坏。高能源效率则代 表较低的耗电量，对使用电池供电的装置尤其重要。不幸的是，功率放大器能 源效率最佳时，输入/输出信号的关系的线性度最差。前置补偿是用以平衡线性 度和能源效率的几种技术之一。
功率放大器的复数增益GD可被量化为功率放大器的输出信号Y与输入信 号X的比值：
G D = Y X = Y Re + j Y Im X Re + j X Im = A D e j θ D = G Re + j G Im , - - - ( 1 ) ]]>
其中AD为振幅失真，θD为相位失真。由于AD和θD与输入数据相关，在 前置补偿校正的过程中必须多次计算该比值。更明确地说，AD和θD与输出功 率相关，而输出功率通常会受到输入数据的影响。随着校正技术的进步，用以 实现式(1)的复数除法电路已能被整合于功率放大器所在的装置中。目前的研究 方向主要在追求降低复数除法耗用的资源。
在一种传统的复数除法技术中，直角坐标先被转换为极坐标。进行除法和 减法运算后，极坐标再被转换回直角坐标。实际上，有许多无线电路利用相同 相位(I)和正交相位(Q)两个不同的路径分别处理复数信号的实部和虚部。式(1) 可被改写为：
G D = Y Re + j Y Im X Re + j X Im = | Y | e j θ Y | X | e j θ X = | X | | X | e j ( θ Y - θ X ) = G Re + j G Im . - - - ( 2 ) ]]>
这种做法最主要的缺点在于需要转换坐标。转换坐标通常是利用坐标旋转 数字运算(CORDIC)或相似的技术达成。
另一种传统复数除法技术是将式(1)中的分子和分母各自乘上分母的共轭 复数，随后再进行一复数乘法运算与一实数除法运算，例如：
G D = Y Re + j Y Im X Re + j X Im X Re - j X Im X Re - j X Im = ( Y Re + j Y Im ) ( X Re - j X Im ) X Re 2 + X Im 2 = G Re + j G Im . - - - ( 3 ) ]]>
这种技术亦需要进行数据转换(将分母自复数值转换为实数值)。
上述两种传统技术都需要耗费大量资源的数据转换。因此，目前存在于计 算复数增益时避免数据转换甚至是除法运算的需求。
发明内容
于一无线装置中利用一射频功率放大器。一基频信号依一预定取样率被产 生，包含一连串的基频取样数据。为了达成前置补偿校正，该基频信号的一基 频取样数据被撷取，该功率放大器根据被撷取的该基频取样数据所产生的一个 输出取样数据也被撷取出来。多个数值被叠代地分配给用做前置补偿数据的一 因子，使得该基频取样数据与该因子的一乘积在各次叠代中朝向自该输出信号 取得的该输出取样数据收敛。该因子被储存于存储器中，其地址是相关于被撷 取的该基频取样数据的数值。
附图说明
为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发 明的具体实施方式作详细说明，其中：
图1绘示能实现本发明概念的一通讯装置的功能方块图。
图2为用以说明根据本发明之前置补偿概念的信号关系图。
图3绘示根据本发明的一实施例中的适应性前置补偿处理器的功能方块 图。
图4为根据本发明的一复数除法器的功能方块图范例。
图5呈现根据本发明概念可能产生的复数因子收敛表现。
图6绘示根据本发明的一实施例中的前置补偿权重计算程序的流程图。
图中元件标号说明如下：
10：通讯装置     11：数据信号
12：传送电路     14：接收电路
20：收发电路                22：接收器功率导通电路
24：滤波器略过电路          26：增益控制电路
28：AMPM相位控制程序        32：传送端功率放大器
34：传送/接收开关           35：天线
36：接收端低噪声放大器      100：数字前端电路
101：校正信号               105：调制/解调器
107：测试信号产生器         109：校正开关
110：前置补偿处理器         111：回归开关
112：振幅计算单元           114：查找表
116：前置补偿器             117：相位控制信号
120：补偿处理器             122：升取样器
124：数字-模拟转换器        140：同相/正交不匹配估计处理器
150：适应性前置补偿处理器   155：时脉信号
156：接收器数字信号处理时脉信号
162：延迟元件                164：更新处理器
166：同相/正交不匹配校正处理器
170：控制器                  172：收敛处理器重置信号
173：收敛门槛信号            174：收敛达成信号
175：存储器读写信号          176：解答选择信号
177：LDINIT权重信号          178：对准信号
179：更新信号                190：存储器
192：PDWC控制信号            194：内建自我测试信号
199：降取样时脉速率控制信号
201：实际输出功率曲线
202：目标输出曲线            203：前置补偿后输入曲线
205、207、208、209：数据点   212：地址
222：索引值                  224：存储器基本偏移值
230：权重表格                232：权重
305：输出输入接口            310：分子/分母交换器
320：取样/保持电路             330：振幅计算单元
335：降取样时脉产生器          337：地址产生器
342：降取样时脉信号            350：复数除法器
405：标准化处理器              407：移位寄存器
409：移位控制器                410：最小均方回路
411、414：乘法器               412、416：加法器
413：误差寄存器                415：单位延迟元件
422、424、426：信号路径        430：收敛处理器
430A：比较器
432：布林收敛标志              434：收敛信号
435：逻辑门                    450：存储器
452：记录                      600：前置补偿校正程序
605～690：流程步骤
具体实施方式
以下各实施例及其相关附图可充分说明本申请的发明概念。各附图中相似 的元件编号是对应于相似的功能或元件。须说明的是，此处所谓本发明一辞是 用以指称这些实施例所呈现的发明概念，但其涵盖范畴并未受限于这些实施例 本身。此外，本说明书中的数学表示式是用以说明与本发明的实施例相关的原 理和逻辑，除非有特别指明的情况，否则不对本发明的范畴构成限制。本发明 所属技术领域中普通技术人员可理解，有多种技术可实现这些数学式所对应的 物理表现形式。
本发明的附图包含呈现多种彼此关联的功能性模块的功能方块图。这些附 图并非细部电路图，且其中的连接线仅用以表示信号流。功能性元件及/或程序 间的多种互动关系不一定要通过直接的电性连结始能达成。此外，个别元件的 功能不一定要如附图中绘示的方式分配，且分散式的区块不一定要以分散式的 电子元件实现。
本发明提出的技术能计算用以量化两复数数值的比例的复数因子(complex  factor)(或称为因子)。在以下说明中，复数因子包含复数增益GD(放大器的输出 相对于输入的比例)以及复数前置补偿权重w，也就是复数增益GD的倒数。以 下实施例主要为与无线局域网络(WLAN)相关的应用，但本发明的范畴不以此 为限。根据以下说明，本发明所属技术领域中普通技术人员可理解本发明的概 念能用于其他失真补偿场合。此外，本发明的范畴涵盖各种替代实施方式。
图1为一通讯装置10的功能方块图。举例而言，通讯装置10可为符合IEEE 802.11无线区域网络通讯标准的无线通讯装置。待传输的数据信号11会被传 送电路12加以处理，而通讯装置10接收到的数据会经过接收电路14处理， 成为数据信号11。通讯装置10与其他装置间的通讯程序可由以下电路达成： 数字前端电路(DFE)100、收发电路20、传送端功率放大器32、传送/接收(T/R) 开关34、接收端低噪声放大器(LNA)36，以及耦接至T/R开关34用以发送/接 收射频电磁波的一个或多个天线35。于一实施例中，图1绘示的所有电路被设 置在同一平台或同一硬件中，例如平板电脑、笔记本电脑、智能电话等可携式 平台/硬件。
待传输的数据信号11被调制/解调器105转换为信号MO＝MOI+jMOQ， 其中MOI代表信号的同相成分，MOQ代表信号的正交相位成分。通过校正开 关109，调制后信号MO被选择性地提供至前置补偿处理器110，做为基频信 号BB＝BBI+jBBQ。基频信号BB经前置补偿处理器110前置补偿(细节容后详 述)后，被传递至补偿处理器120。补偿处理器120输出的补偿后信号TD＝TDI +jTDQ被升取样器122升取样、被数字-模拟转换器124转换为模拟信号，并 且被提供至收发电路20。收发电路20将模拟基频信号Tx＝TxI+jTxQ转换为 一模拟射频信号。该模拟射频信号被提供至功率放大器32，做为包含信号成分 RFP、RFN的差动信号。该差动射频信号被功率放大器32放大并通过T/R开 关34被提供至天线35。
天线35自通讯装置10外部接收到的电磁波会被转换为一电子信号，通过 T/R开关34传递至低噪声放大器36放大。收发电路20将收到的射频信号降频 转换为正交相位模拟基频信号Rx＝RxI+jRxQ，随后再转换为数字信号RD＝ RDI+jRDQ。同相/正交不匹配校正(IQ mismatch correction,IQMC)处理器166 负责针对接收电路14中的IQ不匹配来补偿数字信号RD。随后，调制/解调器 105将补偿后信号MI＝MII+jMIQ解调，成为数据信号11。
除了通讯电路之外，数字前端电路100亦可包含其他支援电路，例如在传 送电路12和接收电路14中进行校正/补偿程序的电路。通讯装置10包含一控 制器170，负责协调通讯装置10中各子系统和元件的工作。控制器170可利用 多种控制和处理平台实现，包含固定式的和可编程的逻辑电路，例如可编程逻 辑门阵列、针对特定应用的集成电路、微控制器、微处理器、数字信号处理器。 此外，控制器可被设计为通过执行存储器190中所储存的处理器指令，来完成 多种任务。以下说明会介绍控制器170可执行的功能及可产生的信号。
存储器190涵盖通讯装置10为数据和程序码提供的储存功能；各个存储 器电路、储存区块等等都可被视为存储器190的一部分。本发明的范畴并未限 定于特定储存机制。存储器190可包含一个或多个挥发性或非挥发性存储器装 置，例如随机存取半导体存储器、只读存储器、磁性及/或光学存储器、快闪存 储器等等。
通讯装置10可被施以一个或多个校正程序，以补偿、改善整个系统中的 各种变异。补偿处理器120可接收补偿数据，以校正或预防传送器的变异，例 如IQ不匹配、本地振荡馈通(local oscillator feed-through,LOFT)和信号衰减 (droop)等问题造成的数据旋转、偏移、迟滞、压缩。IQMC处理器166可补偿 接收电路14中的IQ不匹配。补偿处理器120中的IQ不匹配校正和IQMC处 理器166的操作依据可为IQ不匹配估计(IQ mismatch estimation,IQME)处理器 140执行的校正程序得到的校正数据。本发明的范畴并未限定于用以达成 IQME、LOFT补偿、直流偏移校正、衰减补偿滤波等程序的特定技术。本说明 书主要做为说明范例的前置补偿校正可利用以下将介绍的补偿技术达成。
前置补偿(PD)处理器110可包含一振幅计算单元112、一查找表114与一 前置补偿器116。须说明的是，本发明的范畴并未限定于实施前置补偿的特定 技术。于一实施例中，振幅计算单元112计算基频信号BB的振幅 并根据其计算出的振幅结果决定提供至查找表114的 一索引值，以找出相对应的前置补偿权重w。前置补偿器116可将基频信号BB 的取样乘上相对应的前置补偿权重w，借此根据基频信号BB的取样所具有的 功率等级将基频信号BB前置补偿为达到相对应的复数增益GD。于一实施例中， 查找表114包含振幅调制至振幅调制(AMAM)前置补偿数据，可借由复数乘法 直接施于基频信号BB的取样。前置补偿处理器110产生的一相位控制信号117 提供至收发电路20中的AMPM相位控制程序28，借此振幅调制至相位调制 (AMPM)失真可被改善，例如美国专利申请13/668,470所披露者(在此并列为参 考资料)。或者，亦可由前置补偿器116根据查找表114中的复数前置补偿权重 直接对基频信号BB施以相位失真补偿。
于一实施例中，内插技术被用以决定落在查找表114中各权重值间的权重 值。于一实施例中，根据|BB|产生的一地址被分为两部分：地址中连续的五个 较高有效位被用于自查找表114中搜寻初始权重，而其余的较低有效位被用以 决定根据初始权重内插出的一最终权重值。前置补偿器116施于基频数据BB 者为该最终权重值。
功率放大器32造成的失真可用复数增益GD的线性度偏差表示，以及用以 线性化此失真的权重w可由适应性前置补偿(APD)处理器150执行的一校正程 序来决定。一旦对应于所有可能输入数值的权重w都已决定，这些权重便可被 储存于查找表114，例如由控制器170用PD_UPDT指令信号179控制一更新 处理器164。于另一实施例中，查找表114至少有一部分是由适应性前置补偿 处理器150控制，并于校正程序中被更新，省去更新处理器164提供的转换机 制。
如上所述，功率放大器32造成的失真可利用复数增益GD的线性度偏差来 表示：
G D ( k ) = Y ( k ) X ( k ) , - - - ( 4 ) ]]>
其中Y(k)为功率放大器32根据一特定输入X(k)产生的输出信号Y的第k 个取样。在功率放大器存在失真问题的情况下，Y(k)并未随着X(k)线性变化， 也就是Y(k)≠GX(k)，其中G代表期望的固定增益。相反地，
Y(k)＝GD(k)X(k)＝A(k)ejθ(k)X，  (5)
其中A(k)为对应于输入信号X的第k个取样的振幅失真，θ(k)为对应于输 入信号X的第k个取样的相位失真(与X的功率或振幅相关)。由式(5)可看出， 解出式(6)中的GD等效于借由直接复数除法解出GD：
Y-GDX＝0，  (6)
于根据本发明的实施例中，式(6)中GD的解为一估计值，例如， 其中e为一误差项，且

借由叠代地迫使误差项e趋近于零，或至少落入某一收敛门槛值，即可产 生等效于复数除法的计算结果。易言之，虽未实际执行复数除法，但上述技术 可被视为产生存在有限误差的结果的复数除法技术(于硬件系统称复数除法 器)。
图2是用以说明前置补偿处理器110所执行的前置补偿技术的范例。关系 图200定义了传送电路12的输入/输出范围，其横轴为基频信号 的取样的振幅，其纵轴为功率放大器32的标准化后输 出功率。功率放大器32的实际输出功率以曲线201表示，而前置补偿权重 {w0，…，wM-1}的计算是使功率放大器32的输出功率线性化成为目标输出曲线 202。为此，本发明的实施例提供前置补偿权重{w0，…，wM-1}，以反向于功率 放大器32的增益GD(实际输出曲线201)将输入信号前置补偿，其效果以前置 补偿后输入曲线203表示。
于一实施例中，针对输入信号的2N种振幅大小，功率放大器32的动态范 围被划分为M个区域，每个区域各自被分派一个权重wm(m＝0，1，…，M-1)。 实务上，可根据特定应用选择M，但通常小于2N。举例而言，若M为32、N 为10，32个不同的权重wm被决定给具有1024种振幅大小的信号X(k)，所以， 每一个权重wm对应于32个相邻的振幅数值。
在某些实施例中，部分的存储器190被分派给一个权重表格230，并且在 前置补偿权重校正程序中决定权重表格230的内容(细节容后详述)。功率放大 器32的整个动态范围被权重{w0…wM-1}涵盖。当权重表格230中的所有权重 wm都已计算完成，权重表格230可被复制或转换至查找表114。适当的存储器 转换机制可利用更新处理器164达成，亦即回应于控制器170送出的更新信号 179，将在校正期间所储存的权重表格230之内容自适应性前置补偿处理器150 (或存储器190中的其他位置)复制至前置补偿处理器110中的查找表114。本发 明的范畴并未限定于特定存储器方案、如何储存权重或于何处储存权重。本发 明所属技术领域中具有通常知识者可理解，在不背离本发明精神的情况下，有 多种技术和存储器方案可为本发明所用。
为统一后续说明中的数学表示，图1中的基频信号BB以下称为基频信号 x(或参考信号x)，其取样数据(基频取样数据)被表示为x(i)。自IQME处理器 140提供至适应性前置补偿处理器150的端点IQMEI、IQMEQ的信号被称为输 出信号y(功率放大器32的输出)，其取样数据(输出取样数据)被表示为y(i)。 此实施例中y(i)和x(i)皆为具有实部和虚部的复数数据字语。
图2中以数据点205表示的取样x(i)可被提供至前置补偿处理器110。举 例而言，取样x(i)的振幅可由振幅计算单元112计算。 例如借由将索引值222与一存储器偏移值224(对应于权重表格230的所在位置) 相加，振幅计算单元112可产生一地址212。据此找出的前置补偿权重wm(在 存储器190中储存于地址212的权重232)可被提供至前置补偿器116。随后， 前置补偿器116将权重232施于数据点205。数据点205原本未经前置补偿的 输出功率是对应于数据点208，经前置补偿后会被移位，成为前置补偿后输入 曲线203上的数据点207，并且在被功率放大器32放大后对应于目标输出曲线 202上的数据点209。
在校正过程中，x可为一已知的测试信号，例如由测试信号产生器107产 生，且x的振幅可根据一已知方式变化，例如为一斜坡信号或锯齿波信号。如 上所述，权重wm是通过一叠代过程决定，因此需要多个时脉期间始能趋于收 敛。在计算一特定权重wm的时间周期(以下称为权重计算期间)内，输入信号x 不需要固定不变。于一实施例中，x(i)的一特定取样值可于权重计算期间内被保 持固定，而信号x可受测试信号产生器107控制持续变化。在这个情况下，该 M个权重wm的计算顺序并未受限；各权重wm可于某一特定值x出现时被计算。 因此，在足够数量的x振幅数值出现在每个权重wm被指派的区间之前(获得各 权重wm的收敛解之前)，可能需要经过一测试信号波形的多个周期。上述无须 依固定顺序决定校正权重的做法，使得通讯装置10于利用调制/解调器105的 输出做为参考信号x的来源时，亦能进行适应性预失真校正，也就是适应性前 置补偿校正。借由此一适应性前置补偿技术，可针对多种因素(例如功率放大器 32的温度)计算新的前置补偿权重。举例而言，在通讯装置10的运作过程中， 功率放大器32的温度会上升。因此，一校正程序可被用以针对增加后的温度 计算权重wm；计算所得的权重可被储存于查找表114。当通讯装置10的使用 量降低(例如未被使用时)，另一校正程序可被启动，以针对较低的温度计算权 重。或者，回应于控制器170产生的一LDINIT权重信号177，初始制造时的 校正程序所决定的预设权重可被重新载入查找表114。
请再次参阅图1，通讯装置10可自传送电路12的输出端提供一回授路径 至数字前端电路100中的校正电路，例如IQME处理器140和适应性前置补偿 处理器150。于一实施例中，通过在T/R开关34中对传送器端口/接收器端口 进行有限的隔离可达成提供此回授路径的目的。也就是说，提供至T/R开关34 的传送器端口Tx的传送器信号TxO的微小但非零的一部分会出现在T/R开关 34的接收器端口Rx，并且此部分信号被提供至数字前端电路100中用于校正 程序的电路。本发明所属技术领域中具有通常知识者根据本说明书能理解，其 他不脱离本发明的精神和目标的回授机制亦可被使用。
一般而言，当功率放大器32传输数据时，接收电路14中有多种电路的电 力可被关闭。然而，于本发明的实施例中，接收电路14中的部分电路可能因 校正目的(容后详述)而仍保有其电力。控制器170可提供一个或多个信号(例如 名为前置补偿权重计算的PDWC控制信号192)至收发电路20中的相关部分， 以协助将传送器信号传递至校正电路。举例而言，PDWC控制信号192可通过 接收器功率导通电路22令电力被提供至相关接收电路(在非校正周期中通常会 停止供电)。于一实施例中，当接收器未被用于校正或通讯，接收器数字电路的 时脉信号(标示为RCLK)155可被设定为一低活动模式，以最小化其能量消耗。 PDWC控制信号192亦可(例如借由一滤波器旁路电路24)强制信号略过一个或 多个滤波器，以避免在校正程序中输入信号被滤波器衰减。此外，PDWC控制 信号192可调整收发电路20中的可编程增益放大器(PGA)，例如借由增益控制 电路26调节通过T/R开关34回授的传送器信号的信号大小。于一实施例中， 当一自动增益控制(AGC)电路被采用，额外的增益控制电路26便非必要。于另 一实施例中，自动增益控制电路可针对通讯和校正两种状况采用不同的增益控 制程序；在这个情况下，PDWC控制信号192可被用以控制不同程序中的增益。
须注意的是，式(4)假设X为功率放大器32的直接输入而Y为功率放大器 32的直接输出。然而，X和Y两信号可为于其他信号点(例如适应性前置补偿 处理器150)方被量测到。因此，针对功率放大器失真外的特定电路效应的补偿 亦可被执行，例如借由传送电路12中的补偿处理器120和数字前端电路100 中的IQME处理器140，以使于适应性前置补偿处理器150处的x、y数值接近 于功率放大器32处的相同x、y数值。残留的未补偿信号可能不利于前置补偿 权重计算，例如会导致权重反映出并非与功率放大器32相关的失真，因而并 非完全针对功率放大器32反向前置补偿。
于一前置补偿校正程序中，控制器170产生并提供一校正(CAL)信号101 至校正开关109。此外，控制器170可根据收发电路20与校正目的相关的必要 的接收器元件，产生并提供PDWC信号192至收发电路20。于此组态中，测 试信号产生器107产生的一测试信号T＝TI+jTQ可被提供至接收电路12，做 为基频信号x(或BB)。测试信号T通过传送电路12，并被施以针对多种效应的 补偿。或者，如先前所述，若进行中的校正程序为一初始校正程序(例如查找表 114的内容尚未建立)，前置补偿处理器110可不针对前置补偿提供权重。于一 实施例中，查找表114的所有内容可被初始化为填入单位数据，例如1+j0(针 对权重wm的乘法应用)或零数据，例如0+j0(针对权重wm的加法应用)。
测试信号T可自传送电路12，通过T/R开关34、低噪声放大器36、收发 电路20中的接收器电路(例如降转换电路)、回归开关111，被提供至IQME处 理器140。因此，IQME处理器140的输入端的信号RD＝RDI+jRDQ实际承 受的失真量相当于是其功率振幅减去前置补偿处理器110所提供的各种前置补 偿。IQME处理器140可分别为传送电路12、接收电路14计算IQMC数据。 传送器IQMC数据TCI、TCQ被提供至传送器补偿处理器120；接收器IQMC 数据RCI、RCQ被提供至IQMC处理器166。在决定这些IQMC数据的过程中， IQME处理器140可将传送器IQMC数据TCI、TCQ及/或接收器IQMC数据 RCI、RCQ加诸于输入信号RD，且补偿后数据被提供至适应性前置补偿处理 器150，做为信号y。
同时，基频信号x被提供至适应性前置补偿处理器150的端点REFI、REFQ， 做为参考信号。于一实施例中，基频信号x会通过一延迟元件162，其延迟量 是受控制器170产生的一对准(ALIGN)信号178控制。延迟元件162施于信号 x的延迟能令取样x(i)及根据x(i)产生的取样y(i)在时间上对齐。借此，适应性 前置补偿处理器150中的复数除法被确保能正确地反映复数增益GD(i)。
图3为根据本发明的适应性前置补偿处理器150的一种功能方块图范例。 此范例中的适应性前置补偿处理器150包含一复数除法器350、一取样/保持 (S/H)电路320、一分子/分母交换器310、一振幅计算单元330、一降取样时脉 产生器335和一地址产生器337。适应性前置补偿处理器150的输出输入接口 被标示为305a、305b(统称接口305)，其端点名称与图1中的端点名称存在对 应关系。适应性前置补偿处理器150可被实现为固定式及/或可编程数字逻辑电 路包含可编程逻辑门阵列、特定应用集成电路、微控制器、微处理器、数字信 号处理器，与其他必要的电路。
如图3所示，自传送电路12接收的可能经过失真及补偿的数据字语y(i) 被提供至交换器310的对应端点。未失真的参考数据字语x(i)则被提供至交换 器310的另外一组端点。控制器170可产生并提供一解答选择(SOLUTNSEL) 信号176至适应性前置补偿处理器150的解答(SOLUTN)端点。根据解答选择 信号176，可决定是否要在复数除法器350中进行分子/分母交换。于一模式中， 交换器310提供数据字语至复数除法器350，以使y(i)/x(i)被计算。于另一模式 中，x(i)和y(i)被交换，以令复数除法器350计算x(i)/y(i)。复数比例y(i)/x(i)会 计算出功率放大器32的复数增益GD(i)(在已针对其他电路造成的异常补偿y(i) 后)，而复数比例x(i)/y(i)会计算出GD-1(i)或等效的wm(i)，亦即施于x(i)的前置 补偿权重。无论交换与否，输出信号取样y(i)和参考信号x(i)都会被提供至取样 /保持电路320，以于一权重计算期间内保存这些取样。取样/保持电路320可根 据降取样时脉产生器335提供的时脉信号342撷取其输入端的取样x(i)、y(i)。 也就是说，当降取样时脉信号342转换至一特定状态时，一组特定取样x(i)和 y(i)被保留并储存于储存装置(例如取样/保持电路320中的寄存器)，直到降取样 时脉信号342于一权重计算期间后再次转换到该特定状态，取样/保持电路320 才撷取并开始保留另一组新的取样x(i)和y(i)。
如图3所示，降取样时脉产生器335可自接收器数字信号处理时脉 (RDSPCK)信号156取得其时脉信号342，例如借由时脉信号除法。通过设定提 供至适应性前置补偿处理器150的DCLKRT端点的降取样时脉速率 (SETDCLKRT)控制信号199，控制器170可控制RDSPCK信号156和降取样 时脉信号342间的频率倍数。于另一实施例中，亦可将RDSPCK信号156提供 至取样/保持电路320，并于复数除法器350中利用一较快的时脉产生器来控制 权重叠代计算。本发明所属技术领域中普通技术人员可理解有多种不同的时序 组态可为本发明所用，并不背离本发明的精神。
振幅计算单元330可被设计为相似于前置补偿处理器110中的振幅计算单 元112。实际上，于一实施例中，是由单一振幅计算单元计算x(i)的振幅，计算 得出的振幅值由前置补偿处理器110和适应性前置补偿处理器150共用。于另 一实施例中，振幅计算单元112根据x(i)的振幅提供一地址至查找表114，而非 于输出端提供振幅值。另一方面，振幅计算单元330将|x(i)|的数值提供至复数 除法器350和地址产生器337。也就是说，|x(i)|被用以产生权重表格230中的 一个地址212，如先前介绍图2时所述。
图4为复数除法器350的一功能方块图范例。复数除法器350可被实现为 固定式及/或可编程数字逻辑电路，包含可编程逻辑门阵列、特定应用集成电路、 微控制器、微处理器、数字信号处理器，与其他必要电路。复数除法器350可 采用叠代计算来决定储存于权重表格230中的前置补偿权重wm。由于各权重 wm是根据x(i)和y(i)的一组取样进行叠代计算所产生，该组取样最好在叠代计 算期间保持不变，亦即在权重计算期间保持不变。如同在介绍图3时所说明的， 适应性前置补偿处理器150可建立分割时序，举例而言，其中一种是降取样时 脉产生器335针对特定权重计算期间撷取输入数据的时序(相对较慢)，另一种 是RDSPCK信号156设定叠代时间的时序(相对较快)。
如图4所示，于一实施例中，复数除法器350是利用一最小均方(LMS)回 路410来实现。经过一特定权重计算期间T(例如降取样时脉信号342的一个周 期)，取样/保持电路320便撷取参考信号x(i)的一取样与输出信号y(i)的一取样。 为避免混淆，目前储存于取样/保持电路320中的数值分别被标示为x(T)和y(T)。 此外，x(T)的共轭复数x*(T)会被计算出来。x(T)、x*(T)、y(T)分别通过信号路 径422、424、426传递。针对RDSPCK信号156的各个周期(标示为n)，最小 均方回路410产生一复数因子z(n+1)的一更新后数值。目前的复数因子z(n)为 复数增益GD或权重wm须视交换器310是否有进行分子/分母交换。乘法器411 的输出z(n)x(T)被提供至加法器412。加法器412计算出的误差e(n)＝y(T)- z(n)x(T)被储存至误差寄存器413。乘法器414将误差寄存器413中的误差乘上 适应因素μ和x*(T)，因此产生的μe(n)x*(T)随后被传递至单位延迟元件415。 加法器416的输出因此为z(n)+μe(n-1)x*(T)。相对应的权重wm(n)做为权重232 被储存至权重表格230(当z(n)＝wm(n)时为直接储存，当z(n)＝GD(n)时须经过 倒数运算)，此权重232于存储器450中的地址212是由地址产生器337根据x 的振幅计算产生。综上所述，以LMS叠代方案实现最小均方回路410时包含 一误差计算：
e(n)＝y(T)-z(n)x(T)，  (8)
及一更新计算：
z(n+1)＝z(n)+μe(n)x*(T)。  (9)
以令z(n)x(T)在各次叠代后收敛至y(T)为目标，借由叠代地分派数值给复 数因子z(n)，便可找出解答。本发明所属技术领域中具有通常知识者可理解， 有多种不同的技术能实现上述叠代数值分派，LMS技术仅为一范例。于另一实 施例中，最小均方回路410可被调整为采用更新计算： z(n+1)＝z(n)+μe*(n)x(T)。在LMS技术中，当e(n)趋近于零，y(T)-z(n)x(T) ＝0，对应于式(6)。
须说明的是，本发明不一定需要将误差e(n)储存在寄存器413，也不一定 需要借由单位延迟元件415产生一单位延迟。借由适当选择时脉信号，便可在 最小均方回路410中于不同功能元件间正确传递数值。举例而言，通过存储器 读写(MRW)信号175，存储器450中的读写运作可受到控制器170控制；MRW 信号175可通过合适的逻辑门435与RDSPCK信号同步。在这个情况下，回应 于RDSPCK信号156，将加法器416输出的更新后权重w(n+1)储存至权重表格 230的存储器写入动作可被强制进行，其中RDSPCK时脉信号156的时序与加 法器413输出端的误差计算的时序之间具有相差180°。图4呈现的误差寄存器 413仅为说明之用，特别是针对以下转换情况：当取样/保持电路320撷取x(T)、 x*(T)、y(T)的新取样，同时一个新的权重232被地址产生器337编址。在这个 情况下，无论当时储存于最小均方回路410(例如于误差寄存器413中)的e(n) 数值的收敛状态为何，都会被套用至例如式(8)的权重更新计算；如此，一旦例 如式(9)的误差计算被执行，至少在新权重计算期间的初始叠代中，都会造成误 差值的急遽增加。因此，于权重计算期间的初期叠代中，e(n)一开始可能在零 附近振荡，并且在后续权重更新计算中继续振荡，朝向其最终值收敛。此类振 荡可见于图5。
收敛处理器430可评估最小均方回路410所执行的复数除法经过叠代运算 后是否已取得一收敛解。于一实施例中，收敛处理器430将误差信号e(n)与一 个或多个收敛门槛相比较，此些门槛是由控制器170利用收敛门槛 (CVRGTHRESH)信号173建立的。为此，收敛处理器430可包含一比较器 430A(可能为硬件或硬件与软件的组合)，用以在一门槛条件符合时于其输出端 产生一预先决定的收敛(CVG)信号434。于一实施例中，一收敛门槛信号173 可被设计为接近于零，借此令该复数除法得出的剩余误差e(n)对于前置补偿权 重是小到可容许的。收敛门槛信号173可被提供至控制器170，做为收敛达成 (CNVRGREACHED)信号174；回应于此，控制器170可采取某些行动。于一 实施例中，若收敛达成信号174指出已取得收敛解，便可使控制器170结束目 前的权重计算期间，无论根据降取样时脉产生器335分配给本次叠代的剩余时 间还有多长。此外，控制器170可借由一收敛处理器重置(RESETCVGPROC) 信号172重置收敛处理器430，将收敛处理器430设定为重置状态(包含重置收 敛达成信号174)。
如图4所示，一旦已针对一特定权重找到其解，亦即最小均方回路410已 找出存在一可容许误差的收敛解，一相关的指示信息可被储存于存储器450(或 存储器190)，例如将一布林收敛标志(CVGFLG)432储存于与权重232相关的 一记录452中。于一实施例中，各权重232具有相对应的一收敛标志432，并 且在权重232已符合预设收敛条件时被设定。须说明的是，记录452与存储器 表格250不需要被储存于同一个存储器空间内。无论一权重232的收敛标志432 在存储器190中存放的实体位置为何，只要能正确表示该权重232的状态即可。
如上所述，式(9)中的权重更新计算会受到一适应因素μ的影响，例如控制 其收敛过程中的步增值(step size)。较大的步增值可较快达成收敛，但亦可能于 收敛达成后存在较大的均方误差。相反地，对应于一相对较小μ的较小步增值 需要较长的收敛时间，但其稳态均方误差相对较小。因此，收敛速度和稳态均 方误差间的平衡点是选择适应因素μ的依据。
于一实施例中，即使在一特定权重计算期间，适应因素μ亦为可变的。也 就是说，于一特定权重的权重计算期间内，适应因素μ可以起始于一相对较大 的数值并随着时间逐步缩小。本发明的范畴并未限定适应因素μ的缩减速度或 适应因素μ每次的改变量。于一实施例中，这些因素是根据经验法则决定。
适应性前置补偿处理器150可包含一标准化处理器405，用以于当|x|较小 时增加收敛速度。图2中的关系图200被分割为多个区域R0-R3，各自对应实 际输出曲线201的一部分。在区域R0中，|x|较小，而实际功率曲线201大致 为线性且与欲达成的期望线性曲线202一致。在区域R1中，|x|微幅增加，而 实际功率曲线201和期望线性曲线202开始出现差异。此差异增加的趋势延续 至区域R3。在区域R3中，|x|达到最大值，而实际功率曲线201与期望线性曲 线202的差异也最大。须说明的是，虽然图2中绘示出四个区域R0-R3，但本 发明的范畴不限于此。实务上，可采用较多或较少数量的区域，亦不背离本发 明的精神。
当|x|较小时，位1的数量较少且这些位主要出现在传送电路12的最低有效 位。因此，区域R0中的量化噪声会远多于区域R2、R3。此外，由于信号取样 y(i)和参考信号x(i)的功率都较小，可能会阻碍预计达到收敛的时间。于此同时， |x|较小的区域也大致是功率放大器32能提供线性响应的区域。标准化处理器 405可将y(T)和x(T)左移相同的位数。于一实施例中，标准化处理器405包含 一移位控制器409和一组移位寄存器407。移位控制器409自振幅计算单元330 接收x(T)的振幅，并据此位移y(T)和x(T)。
标准化的影响可由以下调整后的式(8)和式(9)看出：
es(n)＝2py(T)-z(n)[2px(T)]＝2pe(n)，  (10)
以及，
z(n+1)＝z(n)+μes(n)[2px*(T)]＝z(n)+(22iμ)e(n)x*(T)。  (11)
标准化处理器405进行的标准化具有将适应因素μ向左位移2i位的效果， 因此加快了收敛速度。数值p是根据x的振幅被选定。于一实施例中，p被设 定为使位移后取样占据传送电路12除了最高有效位之外的整个数据字语宽度。
无论输入数据送达或离开的数据率为，根据本发明的复数除法皆可叠代进 行。因此，复数因子计算可被施于即时数据，亦即调制/解调器105产生的调制 后数据。在这个情况下，校正开关109被设定于一正常通讯模式，连接调制/ 解调器105和前置补偿处理器110。校正程序以与前述说明相同的方式进行， 测试信号产生器107提供的一测试信号被采用，做为数据源。选择适当的测试 信号波形能确保所有的复数因子在合理的时间内被计算完成。当使用即时通讯 数据做为校正信号源时便难以确保能达成这个目标，因为输入信号的振幅与其 实际内容相关，并非定值。于一实施例中，在所有权重wm皆计算完成后，查 找表114始根据最新计算出的前置补偿数据被更新。在这个情况下，各权重wm的收敛标志422是否皆以被设定，或是各权重的解是否已符合预设收敛条件皆 可被决定。回应于此状况，控制器170可产生并提供更新信号179至更新处理 器164。因此，更新处理器164可将权重表格230的内容转换至查找表114， 而PD处理器可利用转换后的前置补偿权重wm来进行前置补偿。
图6为根据本发明的一实施例中的前置补偿校正程序600的流程图。步骤 605为决定校正程序600是否为一初始校正程序，例如制造后的第一次校正。 若程序600为初始校正，在步骤610中，测试信号产生器107被设定为校正信 号源，且调制/解调器105可被设定为进入低功率状态。若程序600的目的是在 于利用新进数据进行更新，且复数因子计算将为一背景程序，步骤615将被执 行，以将调制/解调器105设定为校正信号源。在步骤620中，校正信号通过传 送电路12，通过T/R开关34、低噪声放大器36、IQME处理器140，终至适应 性前置补偿处理器150，成为输出信号y。步骤620亦包含取得参考信号x。步 骤625为计算参考信号的振幅，例如借由振幅处理器330。步骤630为根据该 振幅决定一地址，例如借由地址产生器337。步骤635为决定计算出的地址所 对应的复数因子是否已有一收敛解。若步骤635的判断结果为是，步骤620将 被执行，以继续撷取下一组输出取样和参考取样。
若步骤635的判断结果为否，步骤640将被执行：参考信号和输出信号的 取样将被撷取并且在对应于权重计算期间的一预定数量的时脉期间内被保存。 步骤645为在时间上对齐参考信号和输出信号的取样，例如借由延迟元件162。 步骤650为根据步骤625中的振幅计算结果决定适应因素μ；该振幅计算结果 会指出目前的振幅是位于收敛快速或收敛缓慢的区域。步骤655为根据步骤625 中的被计算出的振幅可决定标准化应位移的位数。步骤660为分派一数值给复 数因子，使复数因子与参考信号取样的乘积朝向该输出信号取样收敛。步骤665 为判断收敛是否已达成。若步骤665判定目前的复数因子已达到收敛，于步骤 675将设定一收敛标志，且于步骤680将储存一相对应的前置补偿权重。另一 方面，若尚未达到收敛，在步骤670中将决定计算期间是否已结束。若是，尽 管未得出最终解，该权重的目前状态将于步骤690被储存。若计算期间未结束， 该计算期间内的下一次叠代会在步骤660开始。步骤685为决定该程序是否该 被结束。若前置补偿校正程序将继续进行，程序600将重新回到步骤620，继 续撷取下一组输出取样和参考取样。
于一实施例中，如图1所示，一数字回归路径被设置于补偿处理器120和 IQME处理器140之间。这个做法能让数字前端电路100进行封闭回路数字测 试。利用该回归路径时，控制器170可产生并提供一内建自我测试(BIST)信号 194至回归开关111。借由将查找表114中的前置补偿权重施于一测试信号(例 如是借由测试信号产生器107产生)，并将此前置补偿后信号通过IQME处理器 140提供至适应性前置补偿处理器150，适应性前置补偿处理器150可被测试。 此未失真的测试信号被用做适应性前置补偿处理器150中的参考信号。数字路 径中的延迟为已知，延迟元件162因此可被设计为将前置补偿后取样对齐参考 取样。适应性前置补偿处理器150随后可借由前述复数除法计算复数增益；由 于测试信号中的失真是前置补偿处理器110提供的前置补偿权重所造成，适应 性前置补偿处理器150计算出的复数因子应收敛至这些前置补偿权重本身(若 交换器310有进行分子/分母交换则为复数增益)。若补偿处理器120存在一已 知的IQ不匹配状况，该回归组态亦能达成IQME处理器170的封闭回路验证。 此外，当即时调制数据被用于校正(而非斜坡信号或锯齿波信号等缓慢变化的测 试信号)，该回归模式亦能协助验证适应性前置补偿技术是否依其设计参数正常 运作。
本发明的实施例的概念所呈现的功能性元件可被编码并储存为电脑可读 取媒体中的处理器指令，以进行制造、运输、行销及/或贩售。无论这些处理器 指令被执行的处理平台为何，亦无论这些处理器指令的编码方式为何，本发明 的概念皆可被实现。
须说明的是，只要储存于其中的指令可被一处理器依序撷取、解码、执行， 上述电脑可读取媒体可为任一种非暂态媒体。非暂态电脑可读取媒体包含但不 限于：只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)和其他电子储存装置、 CD-ROM、DVD和其他光学储存装置、磁带、软盘、硬盘及其他磁性储存装置。 这些处理器指令可利用各种程序语言实现本发明。
虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，任何本 领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的修改和完善， 因此本发明的保护范围当以权利要求书所界定的为准。