副载波生成方法和装置、 调制解调方法、 发射和接收系统 技术领域 本发明涉及信号调制方式， 尤其涉及以直接序列扩频信号作为测距信号的卫星导 航系统中的副载波生成方法。
背景技术 全球导航卫星系统 (Global Navigation Satellite System， GNSS) 可以在全球范 围内为数量不限的海陆空天用户提供全天候、 连续精确的位置、 速度和时间信息。 现已有多 个国家相继建设自己的 GNSS 或其增强系统。
为了利用扩频码中频繁的相位翻转来精密测距， 以及获得良好的多址接入性能 和抗多径与干扰性能， GNSS 的信号都使用了直接序列扩频 (Direct Sequence Spread Spectrum， DSSS) 技术。正如本领域内技术人员所知， DSSS 可被看作二进制相移键控 (Binary PhaseShift Keying， BPSK) 的扩展。一组扩频序列被扩频码片波形赋形后， 与数 据信号和射频载波相乘， 得到传输信号。
图 1 给出了一个 DSSS 信号生成过程的实例。信源产生的信息流 {an} 通过编码器 产生二进制的数据码流 d(t)。在扩频序列驱动时钟的驱动下， 扩频序列发生器产生一个高 速的二进制扩频序列 {bi}， 与 d(t) 进行模二加后， 经过码片赋型， 变为基带扩频信号 s(t)。 该信号对载波进行调制后， 通过发射机和天线送入信道中进行传输。
上述实例只是一种可能的实现方式。实际的发射系统并不局限于这种实现方式。
基带扩频信号在数学上可以表示为 ：
其中 表示模二加操作， p(t) 是扩频码片波形。如果扩频序列的发送速率为 fc， 则一个扩频码片波形的持续时间为 Tc ＝ 1/fc。
传统的导航测距信号采用矩形扩频码片的二进制相移键控 (BPSK-R) 调制。这种 调制的基带扩频信号的扩频码片波形为矩形非归零码， 可以表示为 ：
图 2 给出了这种码片波形的一个实例。
BPSK-R(n) 用来表示扩频序列速率为 fc ＝ n×1.023MHz 的 BPSK-R 调制信号。
BPSK-R 调制方式实现简单， 被广泛使用在传统的全球定位系统 (GPS) 中， C/A 码、 P(Y) 码都是使用这种调制技术。 但随着 GNSS 的发展， 这种调制方式的频谱兼容性以及测距 和抗干扰性能的不足日益显现。
出于系统间互操作 (Interoperability) 的需要， 多个 GNSS 的服务信号的工作频 段彼此重叠， 同时， 随着业务需求的逐渐扩大， 同一系统内的服务信号种类越来越多， 使得 大量信号必须共享有限的频段。
本领域技术人员可以理解， 尽管在采用 DSSS 技术的系统中， 不同的信号使用不同 的扩频序列， 使得不同信号之间具有较小的干扰， 但由于信号频谱的重叠， 信号之间仍然存 在一定的干扰。 从射频兼容性角度而言， 不同信号的频谱之间应尽可能分离， 以减小彼此之 间的干扰。但出于对发射设备和接收设备的复杂度的考虑， 各系统仍然倾向于使用同一个 载波频率发射多种不同的 DSSS 信号。因此， 在几个信号的载波中心频率相同的限制下， 只 能通过改变信号的频谱形状来增大信号之间的频谱分离度， 从而降低信号之间的干扰。
同时， 改变信号的频谱形状也会影响到信号的自相关特性。本领域技术人员可以 理解， 当接收机采用匹配接收方式对信号进行捕获、 跟踪时， 具有不同自相关特性的信号具 有不同的抗热噪声、 抗多径， 以及抗干扰性能。
因此， 在采用 DSSS 技术的导航测距信号设计上， 希望可以获得一种灵活控制信号 频谱形状的方法， 从而不仅使同一中心频点的多个信号之间可以减小干扰， 而且每个信号 的捕获跟踪性能可以根据该信号的应用需求灵活设计。
本领域技术人员可以理解， 通过改变 DSSS 信号的扩频序列速率 fc， 可以改变信号 的功率谱形状。
图 3 给出了在相同频点上的 BPSK-R(2) 和 BPSK-R(4) 信号功率谱， 图中标号 301 表示 BPSK-R(2) 的信号功率谱， 标号 302 表示 BPSK-R(4) 信号功率谱。可以看到， 虽然因为 扩频速率的不同， 两个信号的功率谱形状有所不同， 但两个信号的能量主瓣都集中在载波 中心频点附近， 相互之间具有较大的干扰。
除了改变 DSSS 信号的扩频序列速率 fc 外， 使用一个副载波与原信号相乘也可以 改变信号的功率谱形状。二进制偏移载波 (BOC) 调制就是通过将 BPSK-R 调制的基带信号 与一个矩形方波形状的副载波相乘来改变信号的功率谱形状的。
如果将 BPSK-R 信号记为 c(t)， 则使用 BOC 调制的信号可以表示为 ：
sBOC(t) ＝ c(t)sgn[sin(2πfst)]，
其中 sgn 为符号函数。图 4 给出了 c(t)、 方波副载波， 以及相乘得到的 BOC 调制基 带信号波形的一个实例。
BOC(m， n) 用来表示矩形方波副载波频率为 fs ＝ m×1.023MHz， 同时扩频序列速率 为 fc ＝ n×1.023MHz 的 BOC 调制信号。
图 5 给出了 BPSK-R(2) 信号功率谱， 以及在相同频点上的 BOC(4， 1) 信号和 BOC(6， 1) 信号。图中标号 501 表示 BPSK-R(2) 信号的功率谱， 标号 502 表示 BOC(4， 1) 信号的功率 谱， 标号 503 表示 BOC(6， 1) 信号的功率谱。BOC 信号中矩形方波副载波起到了二次调制的 作用， 将原本集中在中心频点附近的能量搬移到了频谱的两侧。通过选择不同的矩形方波 频率和扩频序列速率， 信号设计者可以灵活地改变信号的频谱形状， 从而使位于同一中心 频点的多种信号在频谱上可以减小重叠。
为了进一步提高信号频谱设计的灵活性， 副载波除了使用单独的方波以外， 还 可以由两种不同频率的矩形方波进行复用得到。使用这种副载波的调制方式称为复用 BOC(MBOC) 调制。通过调整副载波中这两种矩形方波的频率比以及功率比， 可以使 MBOC 调 制信号的频谱形状的选择可能性更多。 根据副载波中两种不同频率的矩形方波复用的方式 不同， 目前已有的两种 MBOC 调制分别称为时分复用 BOC(TMBOC) 调制和合成二进制偏移载 波 (CBOC) 调制。其中， TMBOC 调制是通过时分复用的方式将两种方波进行复用的。 一个 TMBOC 调制 的信号， 与 BPSK-R 调制基带信号相乘的副载波在发射时间的一些时间段内为频率是 f1 的 方波， 在其余的时间段内为频率是 f2 的方波。图 6 给出了一个 TMBOC 调制的副载波的波形 实例。
CBOC 调制是通过时域线性叠加的方式将频率是 f1 的方波与频率是 f2 的方波进行 组合的。在所有时刻， CBOC 信号的副载波中的频率是 f1 的方波与频率是 f2 的方波都同时 出现， 在赋以不同的权重后直接通过幅度相加或相减叠加在一起。图 7 给出了一个 CBOC 调 制所使用的副载波的波形实例。
关于 MBOC 调制的详细描述， 可参阅 G.Hein， J.Avila-Rodriguez 等人的 “MBOC ： The new optimized spreading modulation recommendedfor Galileo L1 OS and GPS L1C” ， Proc.of IEEE/ION PLANS， SanDiego， CA.2006 ： 883-892。
尽管 MBOC 调制与 BOC 调制相比在频谱的灵活性上又进了一步， 但是， 由于其限制 副载波的形式只能是两个方波的复用， 所以在频谱形状的选择上仍然具有局限性。 发明内容 鉴于以上描述， 本发明所要解决的技术问题在于， 提供一种副载波生成方法和生 成装置， 能够灵活地设计副载波的波形。 提供一种扩频通信发射系统和接收系统， 利用本发 明的副载波可以自由地控制信号的频谱形状， 从而可以使信号与同一频段内其他的信号具 有更好的分离度， 同时也可以改变信号在热噪声、 多径环境以及干扰下的接收性能。
本发明提供了一种副载波生成方法， 用于调制扩频通信发射系统中的调制有数据 的扩频序列信号， 包括 ： 形成多个副载波分量， 其中每个所述副载波分量是由 n 个不同频率 的正弦相位方波相乘得到的， 对于每个所述副载波分量， 正弦相位方波的个数相同或不同， n 为非负整数 ； 将多个所述副载波分量时分复用， 复合得到所述副载波。通过上述技术方 案， 可以根据需要灵活地设计所需的副载波波形。
在上述技术方案中， 优选地， 每个所述副载波分量按照以下公式形成 ：
其中， sci(t) 表示第 i 个所述副载波分量，表示频率为的正弦相位方波， fc 是扩频序列信号的发送速率，表示第 i 个所述副载波分量中的第 j 个正弦相 次幂倍， 是非负整数。通过位方波的频率是所述扩频序列信号的发送速率 fc 的 2 的上述技术方案， 每个正弦相位方波不是随意选取的， 这样规定可以保证各副载波分量在时 域上的正交性。
在上述技术方案中， 优选地， 还可以包括 ： 设置时分复用的切换周期， 在所述切换 周期中， 设置所述时分复用的时隙长度， 以及设置各个所述副载波分量分别占用所述切换 周期中的哪些时隙。通过上述技术方案， 设计者可以根据需要灵活地设计时分复用的循环 周期和循环方式。
在上述技术方案中， 优选地， 将所述时隙长度设置为一个扩频码片的持续时间。 通 过上述技术方案， 可以使得在一个扩频码的持续期间内副载波分量不会发生切换。在上述技术方案中， 优选地， 所述副载波分量的总数、 每个所述副载波分量中的正 弦相位方波的个数和每个所述正弦相位方波的频率值是根据对所述扩频序列信号的总功 率谱的形状及在捕获跟踪中的抗热噪声、 抗多径、 抗干扰能力的要求进行选取的。 通过上述 技术方案， 通过调整一个循环周期内各副载波分量所占的时隙数之比来调节各副载波的功 率比， 从而调整整个副载波的频谱形状， 进而改变信号的功率谱。
在上述技术方案中， 优选地， 所述副载波分量实时生成或预先存储在存储器中， 并 在生成所述副载波时， 从所述存储器中读取相应的所述副载波分量。
本发明还提供了一种副载波生成装置， 包括 ： 多个副载波分量形成器， 形成多个副 载波分量， 其中每个所述副载波分量是由 n 个不同频率的正弦相位方波相乘得到的， 对于 每个所述副载波分量， 正弦相位方波的个数相同或不同， n 为非负整数 ； 时分复用切换器， 用于将所述副载波分量形成器所形成的多个所述副载波分量时分复用， 复合得到所述副载 波。通过上述技术方案， 可以根据需要灵活地设计所需的副载波波形。
在上述技术方案中， 优选地， 所述副载波分量形成器还可以包括 ： n 个正弦相位方 波产生器， 产生 n 个不同频率的正弦相位方波 ； 以及乘法器， 用于将所述 n 个正弦相位方波 产生器产生的所述 n 个不同频率正弦相位方波相乘。 在上述技术方案中， 优选地， 每个所述副载波分量形成器按照以下公式形成每个 所述副载波分量 ：
其中， sci(t) 表示第 i 个所述副载波分量，表示频率为的正弦相位方波， fc 是扩频序列信号的发送速率，表示第 i 个所述副载波分量中的第 j 个正弦相 次幂倍， 是非负整数。通过位方波的频率是所述扩频序列信号的发送速率 fc 的 2 的上述技术方案， 每个正弦相位方波不是随意选取的， 这样规定可以保证各副载波分量在时 域上的正交性。
在上述技术方案中， 优选地， 还可以包括 ： 存储器， 用于预先存储由所述副载波分 量形成器形成的所述副载波分量， 以及在生成所述副载波时， 为所述时分复用切换器提供 相应的副载波分量。
在上述技术方案中， 优选地， 所述副载波分量的总数、 每个所述副载波分量中的正 弦相位方波的个数和每个所述正弦相位方波的频率值是根据对所述扩频序列信号的总功 率谱的形状及在捕获跟踪中的抗热噪声、 抗多径、 抗干扰能力的要求进行选取的。 通过上述 技术方案， 通过调整一个循环周期内各副载波分量所占的时隙数之比来调节各副载波的功 率比， 从而调整整个副载波的频谱形状， 进而改变信号的功率谱。
本发明还提供了一种扩频信号的调制方法， 使用上述的副载波生成方法生成的所 述副载波。
本发明还提供了一种扩频信号的解调方法， 其特征在于， 使用上述的副载波生成 方法生成的所述副载波。
本发明还提供了一种扩频信号的调制方法， 其特征在于， 使用上述的副载波生成 装置生成的所述副载波。本发明还提供了一种扩频信号的解调方法， 其特征在于， 使用上述的副载波生成 装置生成的所述副载波。
本发明还提供了一种扩频通信发射系统， 具有以上所述的副载波生成装置。
本发明还提供了一种扩频通信接收系统， 具有以上所述的副载波生成装置。 附图说明
图 1 是相关技术中扩频通信发射系统中 DSSS 信号的生成过程示意图 ； 图 2 是矩形非归零码码片的波形图 ； 图 3 是相同频点上的 BPSK-R(2) 和 BPSK-R(4) 信号功率谱 ； 图 4 是 c(t)、 方波副载波以及相乘得到的 BOC 调制基带信号波形的示意图 ； 图 5 是在相同频点上的 BPSK-R(2)、 BOC(4， 1) 和 BOC(6， 1) 的功率谱 ； 图 6 是 TMBOC 信号的副载波波形示意图 ； 图 7 是 CBOC 信号的副载波波形示意图 ； 图 8 是根据本发明的一个实施例的副载波生成方法的流程图 ； 图 9 是根据本发明的一个实施例的副载波生成装置的框图 ；图 10 是根据本发明的一个实施例的扩频通信发射系统示意图 ；
图 11 是根据本发明的一个实施例的扩频通信接收系统示意图 ；
图 12 是根据本发明的一个实施例的扩频通信发射系统模型示意图 ；
图 13 是根据本发明的一个实施例的一种时隙分配方法的示意图 ；
图 14 是根据本发明的一个实施例的正弦相位方波的示意图 ；
图 15 是根据本发明的一个实施例的第一副载波分量的时域波形示意图 ；
图 16 是根据本发明的一个实施例的第二副载波分量的时域波形示意图 ；
图 17 是根据图 15 和图 16 的副载波分量得到一个时隙周期长度下的副载波的时 域波形示意图 ；
图 18 是根据本发明的一个实施例的副载波生成器的示意图 ； 以及
图 19 是根据本发明的一个实施例的在三种不同参数选取下的信号功率谱形状的 示意图。 具体实施方式
为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、 特征和优点， 下面结合附图和具体实 施方式对本发明进行进一步的详细描述。
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明， 但是， 本发明还可 以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施， 因此， 本发明并不限于下面公开的具体实 施例的限制。
图 8 是根据本发明的一个实施例的副载波生成方法的流程图。
如图 8 所示， 根据本发明的实施例的副载波生成方法， 用于调制扩频通信发射系 统中的调制有数据的扩频序列信号， 包括 ： 步骤 S802 ： 形成多个副载波分量， 其中每个所述 副载波分量是由 n 个不同频率的正弦相位方波相乘得到的， 对于每个所述副载波分量， 正 弦相位方波的个数相同或不同， n 为非负整数 ； 步骤 S804 ： 将多个所述副载波分量时分复用， 复合得到所述副载波。 通过这样的技术方案， 可以根据需要灵活地设计所需的副载波波 形。
在上述技术方案中， 优选地， 每个所述副载波分量按照以下公式形成 ：
其中， sci(t) 表示第 i 个所述副载波分量，表示频率为的正弦相位方波， fc 是扩频序列信号的发送速率，表示第 i 个所述副载波分量中的第 j 个正弦相 次幂倍， 是非负整数。 因此，位方波的频率是所述扩频序列信号的发送速率 fc 的 2 的每个正弦相位方波不是随意选取的， 这样规定可以保证各副载波分量在时域上的正交性。
在上述技术方案中， 优选地， 还可以包括 ： 设置时分复用的切换周期， 在所述切换 周期中， 设置所述时分复用的时隙长度， 以及设置各个所述副载波分量分别占用所述切换 周期中的哪些时隙。这样， 设计者可以根据需要灵活地设计时分复用的循环周期和循环方 式。
在上述技术方案中， 优选地， 将所述时隙长度设置为一个扩频码的持续时间。这 样， 可以使得在一个扩频码的持续期间内副载波分量不会发生切换。
在上述技术方案中， 优选地， 所述副载波分量的总数、 每个所述副载波分量中的正 弦相位方波的个数和每个所述正弦相位方波的频率值是根据对所述扩频序列信号的总功 率谱的形状及在捕获跟踪中的抗热噪声、 抗多径、 抗干扰能力的要求进行选取的。因此， 通 过调整一个循环周期内各副载波分量所占的时隙数之比来调节各副载波的功率比， 从而调 整整个副载波的频谱形状， 进而改变信号的功率谱。
在上述技术方案中， 优选地， 所述副载波分量实时生成或预先存储在存储器中， 并 在生成所述副载波时， 从所述存储器中读取相应的所述副载波分量。
图 9 是根据本发明的一个实施例的副载波生成装置的框图。
如图 9 所示， 根据本发明的副载波生成装置 900 包括 ： 多个副载波分量形成器 902， ( 如图 9 中的第一副载波分量形成器、 第二副载波分量形成器， 直到第 w 个副载波分量 形成器， 形成多个副载波分量 )， 其中每个所述副载波分量是由 n 个不同频率的正弦相位方 波相乘得到的， 对于每个所述副载波分量， 正弦相位方波的个数相同或不同， n 为非负整数 ； 时分复用切换器 904， 用于将所述副载波分量形成器所形成的多个所述副载波分量时分复 用， 复合得到所述副载波。 通过这样的技术方案， 可以根据需要灵活地设计所需的副载波波 形。 在上述技术方案中， 优选地， 所述副载波分量形成器 902 还可以包括 ： n 个正弦相 位方波产生器， 产生 n 个不同频率的正弦相位方波 ； 以及乘法器， 用于将所述 n 个正弦相位 方波产生器产生的所述 n 个不同频率正弦相位方波相乘。
在上述技术方案中， 优选地， 每个所述副载波分量形成器 902 按照以下公式形成 每个所述副载波分量 ：
9102064852 A CN 102064862
说明书表示频率为7/10 页其中， sci(t) 表示第 i 个所述副载波分量，的正弦相位方波， fc 是扩频序列信号的发送速率，表示第 i 个所述副载波分量中的第 j 个正弦 次幂倍， 是非负整数。因相位方波的频率是所述扩频序列信号的发送速率 fc 的 2 的此， 每个正弦相位方波不是随意选取的， 这样规定可以保证各副载波分量在时域上的正交 性。
在上述技术方案中， 优选地， 所述时分复用切换器 904 的时隙长度被设置为一个 扩频码的持续时间。这样， 设计者可以根据需要灵活地设计时分复用的循环周期和循环方 式。
在上述技术方案中， 优选地， 还可以包括 ： 存储器， 用于预先存储由所述副载波分 量形成器 902 形成的所述副载波分量， 以及在生成所述副载波时， 为所述时分复用切换器 904 提供相应的副载波分量。
在上述技术方案中， 优选地， 所述副载波分量的总数、 每个所述副载波分量中的正 弦相位方波的个数和每个所述正弦相位方波的频率值是根据对所述扩频序列信号的总功 率谱的形状及在捕获跟踪中的抗热噪声、 抗多径、 抗干扰能力的要求进行选取的。因此， 通 过调整一个循环周期内各副载波分量所占的时隙数之比来调节各副载波的功率比， 从而调 整整个副载波的频谱形状， 进而改变信号的功率谱。
图 10 是根据本发明的一个实施例的扩频通信发射系统示意图。
如图 10 所示， 根据本发明的实施例的扩频通信发射系统 1000 具有以上所述的副 载波生成装置 900。
图 11 是根据本发明的一个实施例的扩频通信接收系统示意图。
如图 11 所示， 根据本发明的实施例的扩频通信接收系统 1100 具有以上所述的副 载波生成装置 900。
下面参考图 12 至图 18 更详细地说明根据本发明的实施例的技术方案。
参考图 12， 图 12 是根据本发明的一个实施例的扩频通信发射系统模型示意图。 因 为在该实施例中的调制方式属于 DSSS 技术， 所以图 12 与图 1 的一般的 DSSS 信号生成及发 射的结构非常相近。这里只示出了基带扩频信号的生成。使用基带信号调制射频载波以及 放大和发射的部分的方法与传统方法相同， 因此在此不再赘述。
如图 12 所示， 信源产生的信息流 {an} 通过编码器产生二进制的数据码流 d(t)。 在 扩频序列驱动时钟的驱动下， 扩频序列发生器产生一个高速的二进制扩频序列 {bi}， 与二 进制的数据码流 d(t) 进行模二加后， 得到调制有数据的扩频序列 {bi’ }， 这一过程可以用 数学表示为 ：
由于数据码流的符号速率比扩频序列的速率要低得多， 所以上式中对每一次模二 加操作而言， d(t) 可视为常数。
本领域技术人员应该理解， 在卫星导航系统某些信道发射的信号中， 数据码流 d(t) 不是必须的。有一种被称为 “无数据 (dataless)” 或者 “导频 (pilot)” 信道的信号 而没有与二进制的数据码流 d(t) 进行模二加的过 可能只传输高速的二进制扩频序列 {bi}， 程， 这样可以为信号的捕获与跟踪的性能提高带来诸多好处。对这种 “导频” 信号的信号而
言， 可以看作调制的二进制的数据码流 d(t) 恒为零， 即 d(t) ≡ 0。 因此不失一般性， 在后面 的描述中始终认为扩频序列调制有数据。
调制有数据的扩频序列 {bi’ } 经过矩形码片赋型后， 与根据本发明的技术方案所 生成的副载波相乘， 变为基带扩频信号 s(t)。 该信号对载波进行调制后， 通过发射机和天线 送入信道中进行传输。基带信号生成的过程可以用数学表示为
其中 pBPSK-R(t) 是如图 2 所示的矩形脉冲波形， 如果扩频序列的发送速率为 fc， 则 pBPSK-R(t) 的持续时间为 Tc ＝ 1/fc， 其时域表达式为 ：而 sc(t) 是根据本发明的技术方案中生成的副载波， 将在下面详细描述。
根据本发明的实施例所提出的副载波 sc(t) 是由 w 个分量在时域上以时分复用的 形式复合得到。其中 w 被限定为一个正整数。
这 w 个分量分别称为第一副载波分量， 用 sc1(t) 表示， 第二副载波分量， 用 sc2(t) 表示， 以此类推， 一直到第 w 副载波分量， 用 scw(t) 表示。时分复用的一个时隙长度为 Tc， 而且各副载波分量的切换只在扩频码矩形脉冲波形 pBPSK-R(t) 的切换边沿发生。也即， 在一 个扩频码的持续期内副载波分量不会发生切换。
这 w 个副载波分量分别占用哪些时隙可以由设计者来决定， 而且每个副载波分量 可以连续占据多个时隙。 一种可能的实施方式是将一个较短的时隙分配规则以一定的周期 循环。例如， 在 w ＝ 3 的情况下， 若以 6 个时隙为一个周期。可以设计让第一副载波分量占 据 1、 2、 3 时隙， 第二副载波分量占据 4、 5 时隙， 第三副载波分量占据第 6 时隙， 这一模式依 次循环下去。图 13 给出了这种可能的实施方案的示意图。
上面所描述的只是多种时隙分配方法中可能的一个例子， 实际的时隙分配方法并 不限于此。 一个更为复杂的时隙分配方法的例子可以是令 w ＝ 3， 以 12 个时隙为一个周期， 在第 1、 2、 4、 5、 8、 9 时隙发送第一副载波分量， 在第 3、 6、 7 时隙发送第二副载波分量， 在第 10、 11 时隙发送第三载波分量。
这样， 在一个循环周期内， 各副载波分量所占的时隙数之比等于总的副载波中各 副载波分量所占的功率之比。由于各副载波分量的频谱形状是不同的， 设计者可以通过调 整一个循环周期内各副载波分量所占的时隙数之比来调整各副载波的功率配比， 从而调整 整个副载波的频谱形状， 进而改变信号的功率谱。那么， 在上面的两个例子中， 第一副载波 分量、 第二副载波分量、 第三副载波分量的功率比都是 3 ∶ 2 ∶ 1。
同时， 每个副载波分量是由 n 个正弦相位方波相乘得到， 即， 第 i 副载波分量 sci(t) 由 ni 个正弦相位方波相乘得到。这些参与相乘的正弦相位方波的总个数为 ni， 是大 于等于零的整数。 每个副载波分量中参与相乘的正弦相位方波的总个数可以相同也可以不 同。 这些正弦相位方波的频率不是随意选取的。 为了保证各副载波分量在时域上的正交性， 也即 它们的正弦相位方波的频率被限制为扩频序列的发送速率 fc 的 2 的非负整数次幂倍， 发送速率 fc 的 2 倍、 4 倍、 8 倍、 16 倍等等。如果将频率为 fsc 的正弦相位方波记为 ：
则参与相乘的 ni 个正弦相位方波将从集合 {qsc(t ； 2mfc) ； m ≥ 0} 中选取。 也即， 数学上， sci(t) 可以表示为 ：其中是 ni 个彼此不相同的非负整数， 可以根据设计者的需要任意选取。
图 14 给出了以及的正弦相位方波波形。参与时分复用的副载波分量总数 w、 每个副载波分量中的方波个数 ni、 以及相应的 都可以由设计者根据对信号总功率谱的形状以及信号在捕获跟踪中的抗热噪声、 抗多径、 抗干扰能力的要求需求来灵活选取。但要注意的是， 最终生成的各副载波 分量 sci(t) 要满足各不相同。要满足这一点， 只需要保证任意两个不同的副载波分量所选 取的
不完全相同。 根据上面所描述的副载波及副载波分量的生成规则， 下面给出一个副载波生成的 并且 n2 ＝ 4，具体实例。如果设计者选取 w ＝ 2， n1 ＝ 2， 则第一副载波分量 sc1(t) 可以表示为 ：sc1(t) ＝ qsc(t ； fc)·qsc(t ； 4fc)，
第二副载波分量 sc2(t) 可以表示为 ：
sc2(t) ＝ qsc(t ； fc)·qsc(t ； 2fc)·qsc(t ； 4fc)·qsc(t ； 8fc)。
图 15 和图 16 分别给出了在这种参数选取下的第一副载波分量和第二副载波分量 在一个周期内的时域波形。
在这个实例中， 我们进一步设定时分复用的时隙周期为 4， 这两个副载波分量的时 分复用方式为连续 3 个时隙为第一副载波分量， 之后 1 个时隙为第二副载波分量， 整个副载 波持续这种模式。图 17 则给出了上述时隙分配模式下 1 个时隙周期长度的副载波时域波 形。
利用根据本发明的实施例中提出的上述副载波对使用了矩形脉冲码片波形的扩 频码进行二次调制， 就可以得到满足需要的基带信号。
虽然在图 12 中， 给出了一种产生这种调制方式信号的可能的方法， 但实际的产生 方法是多种多样的， 并不限于此。例如， 在副载波生成器中， 各副载波分量可以实时由多个 方波相乘得到， 这样结构的副载波生成器如图 18 所示， 每一个副载波分量对应一个乘法 器， 由多个副载波分量方波产生器产生多个方波， 然后经由乘法器得到对应的副载波分量。 当然也可以有更为简化的实现方式。因为在设计者确定各种参数后， 各副载波分量的时域 波形就完全确定了， 而且是二值的和周期性的。所以在副载波生成器中也可以将各副载波 分量在一个周期内的波形或者符号变化模式以表格或者其它形式存储起来， 在生成信号的 时候根据对应的时间读取并恢复相应的副载波分量波形。 具体实施方式也可以采用其它的 生成方式， 而不仅仅限于本实施例中所描述的实施方式。
接下来的一个示例是为了说明根据本发明的技术方案所提出的调制方式在信号 功率谱形状控制上的灵活性。图 19 给出了根据本发明的技术方案提出的调制方式在三种 不同的参数选取下的功率谱形状。 为了便于描述， 在这个示例中， 副载波中各副载波分量功 率均相同。 其中曲线 1401 对应于 w ＝ 2， n1 ＝ 2， 信号的功率谱 ； 曲线 1402 对应于 w ＝ 2， n1 ＝ 2， 信号的功率谱 ； 曲线 1403 对应于 w ＝ 2， n1 ＝ 2， 2，
n2 ＝ 3， n2 ＝ 3， n2 ＝信号的功率谱。从图 19 中可以看到， 在参数选择上， 曲线 1901 与曲线 1902 所对应的信号的第二 副载波分量是相同的， 第一副载波分量则不同， 而曲线 1901 与曲线 1903 所对应的信号的第 一副载波分量是相同的， 第二副载波分量则不同。不同的参数选择造成三种信号的功率谱 形状存在很大差别。与曲线 1901 所对应的信号相比， 曲线 1902 所对应的信号在 2MHz 以内 有更低的功率， 而在 2MHz 和 6MHz 附近出现额外的功率分布。曲线 1903 所对应的信号与曲 线 1901 所对应的信号相比， 在 2MHz 到 6MHz 之间的功率更低， 但在 6MHz 到 10MHz 之间的功 率更高。
尽管上述实施例是针对 w ＝ 2 以及第一副载波分量和第二副载波分量功率相等的 情况进行说明的， 但并不局限于这种配置方式， 满足上面所描述的副载波生成规则的其他 配置方式也可以达到灵活调节频谱形状的效果。 并且增加副载波分量的个数以及改变各副 载波分量之间的功率配比可以使信号功率谱的形状调整更加灵活多样。
以上所给出的诸多实施例都是针对这种调制信号的发射端所进行描述的。然而， 本领域技术人员可以理解， 这种信号的接收处理方法只是发射过程的逆操作而已。 这样， 为 接收这种调制信号， 接收机也需要生成相应的副载波。 因此， 本发明的技术方案也可以针对 这种调制信号的接收端， 采用相应的接收方法， 在此不再赘述。
这样， 根据本发明的技术方案， 通过一系列参数控制副载波的时域波形形状， 从而 控制整个信号的功率谱形状。 可以让某一特定系统特定信号的设计者具有更加灵活的选择 余地， 可以更加自由地控制频谱形状， 从而使这个信号可以与同一频段内其他信号具有更 好的分离度， 同时也可以改变信号在热噪声下、 多径环境， 以及干扰下的接收性能。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已， 并不用于限制本发明， 对于本领域的技 术人员来说， 本发明可以有各种更改和变化。 凡在本发明的精神和原则之内， 所作的任何修 改、 等同替换、 改进等， 均应包含在本发明的保护范围之内。