一种 DQPSK 解调器偏置点控制装置及方法 【技术领域】
本发明涉及光通讯领域， 尤其涉及一种 DQPSK 解调器偏置点控制装置及方法。背景技术 近几年来， 随着光传输系统速度的提高和容量的增大， 以 DQPSK 为代表的光相位 调制方法越来越受到业界的重视。 DQPSK(Differential Quadrature Phase Shift Keying) 即差分四相相移键控调制方法， 是以光波的四个不同相位来代表不同的数据信号， 因此其 码元速度只有传统光幅度调制方法的一半， 对于光器件的要求小了许多。此外， DQPSK 调制 相比幅度调制还具有更加优越的色散容限和偏振模色散容限性能， 更加适用于大容量、 长 距离的光传输系统。
DQPSK 解调器调制原理是 ： 将要传输的信息编码于连续光比特的差分相位中， 用 Δφ 表示， Δφ 可取 [0， π/2， π， 3π/2] 中的值。假设第 k-1 个光比特脉冲的相位 为 θ(k-1)。如果紧接下来的比特是 1、 1， 则 θ(k) ＝ θ(k-1)+π， 若是 0、 1， 则 θ(k) ＝ θ(k-1) ； 而若是 1、 0， 则 θ(k) ＝ θ(k-1)+3π/2。
图 1 是现有技术的 DQPSK 解调器的结构示意图。DQPSK 调制格式的接收端光接收 器包括 DQPSK 解调器和平衡接收机。DQPSK 调制格式的光解调是通过两个马赫曾德延迟干 涉仪 (MZDI) 实现， 若忽略 MZDI 的相位噪声， 并假设输入光信号见公式 1。
Ein(t) ＝ Aexp(jωt+jφ) 公式 1
DQPSK 调制格式的解调原理为， 通过 DQPSK 解调器对接收到的光信号进行解调。 DQPSK 解调器包括两个 DPSK 解调器， 即两个马赫曾德延迟干涉仪， 分别为 I 臂和 Q 臂， 如图 1 所示。光解调器将 DPSK 信号在一个输出端转换为调幅光信号， 并在另一个输出端转换为 反相调幅光信号。因此 DQPSK 解调器输出 I 臂相长端幅度光信号 EI，cos 和 I 臂相消端幅度 光信号 EI， des ：
Q 臂相长端幅度光信号 EQ， cos 和 Q 臂相消端幅度光信号 EQ， des ：DQPSK 解调器任一端口输出射频功率输出正比于该端口交流输出组件的波动有 关。为了方便， 以 I 臂相长端的输出 I1 为例。θ 代表输入 DQPSK 信号的 4 个差分相位 信息 (0， π/2， π， 3π/2) 中的任意一个， φI 代表 I 臂的相位信息， I 臂相长端 I1 输出 正比， 因此， I1 射频输出功率与 成正比。与函 数 的 曲 线 见 图 2 所 示。 从 图 中 可 见， 当 I 臂 相 位 为 π/4 或 者 为 π/4 的 奇 数 倍 时，5101977080 A CN 101977085说函数都取最小值。明书2/8 页通过 DQPSK 解调器输出的 4 路光信号用双平衡光接收机进行检测。双平衡接收 机包括 4 个高速探测器， 分别为 PD1， PD2， PD3、 PD4。PD1 和 PD2 的输出彼此电相减获得差 分电流 1， PD3 和 PD4 的输出彼此电相减获得差分电流 2， 差分电流 1 和差分电流 2 通过后 续的跨阻放大器转换成两路差分电压信号 V1 和 V2， 然后送到数据恢复电路。V1 和函数
成正比， V2 和函数成正比， 即 V1 电压最大值最小时， I臂相位为 π/4 或者为 π/4 的奇数倍时， V2 电压最大值最小时， Q 臂相位也为 π/4 或者为 π/4 的奇数倍。
这两个差分电压信号携带了相邻光比特的调制相位差， 根据该调制相位差即可获 得所传输的 bit 信息流。为了能够可靠地获得可以提取调制相位差的 I 路差分电压信号 和 Q 路差分电压信号， 进而准确地恢复出传送信息， 要求解调器 I 臂与 Q 臂之间的相位相差 为 π/2， I 臂与 Q 臂与接收到的光信号相位相差 ±π/4， 即 I 臂的相位为 π/4， Q 臂的相位 为 -π/4， 否则就会引入额外的光信噪比代价。
可见， 通过获取 V1 电压和 V2 电压峰值的最小值， I 臂和 Q 臂便锁定在 π/4 或者为 π/4 的奇数倍。目前， 为了精确控制 DQPSK 解调器 I 臂和 Q 臂与接收光信号相位差， 常用 的控制方法是直接采集平衡接收机输出的电压信号， 同时调节解调器 I、 Q 两路的偏置点电 压， 使得采集到的电压信号峰值最小， 从而使得 DQPSK 调制器便锁定在了正确的偏置点上， 目前的 DQPSK 接收端扫描峰值检测装置原理框图见图 1 所示。但是， 目前这种锁定方法， 存 在两种问题， 一是无法保证 I 臂和 Q 臂相位偏差为 π/2， 这样即使 I 臂和 Q 臂都锁定在 π/4 或者为 π/4 的奇数倍， 由于相位偏差可能不为 π/2， 通过后面的 I 臂输出信号和 Q 臂输出 信号极性反转以及 I 臂和 Q 臂互换， 也不能使得 I 臂的相位为 π/4， Q 臂的相位为 -π/4 ； 二是， 目前平衡接收机输出信号最大值的最小检测多采用平衡接收机内部提供的峰值检测 器。 但是， 目前平衡接收机内部的峰值检测器电路的带宽较大， 导致对平衡接收机的输出电 压信号峰值的最小检测不精确， DQPSK 解调器锁定不到正确的偏置点上。需要额外的前向 纠错编码 FEC 信息辅助， 才能将 DQPSK 解调器锁定到正确的偏置点上。 发明内容 本发明提供一种 DQPSK 解调器偏置点控制装置及方法， 能够准确获取峰值检测信 号的最小值以及准确锁定 DQPSK 解调器的 I 路信号以及 Q 路信号的偏置。
一种 DQPSK 解调器偏置点控制装置， 包括 ： DQPSK 解调器以及双平衡光接收机， 还 包括 ：
第一采样电阻， 一端连接双平衡光接收机的第一跨阻放大器的输出端， 一端连接 第一峰值检测器， 用于采集第一跨阻放大器输出的第一电压信号 VI ；
第一峰值检测器， 用于根据第一采样电阻采集的第一电压信号 VI， 获得第一电压 信号的第一电压峰值信号 VIMAX ；
第一 DLI 锁定控制器， 连接第一峰值检测器的输出端， 用于根据第一电压峰值信 号 VIMAX 获得第一偏置点控制电压信号， 并将导频信号和第一偏置点控制电压信号相加， 输
出第一周期偏置点控制电压信号 ；
I 路驱动器， 输入端连接第一 DLI 锁定控制器的输出端， 用于将第一周期偏置点控 制电压信号增加到 DQPSK 解调器的 I 路信号 ；
第二采样电阻， 一端连接双平衡光接收机的第二跨阻放大器的输出端， 一端连接 第二峰值检测器， 用于采集第二跨阻放大器输出的第二电压信号 VQ ；
第二峰值检测器， 用于根据第二采样电阻采集的第二电压信号 VQ， 获得第二电压 信号 VQ 的第二电压峰值信号 VQMAX ；
第二 DLI 锁定控制器， 连接第二峰值检测器的输出端， 用于根据第二电压峰值信 号 VQMAX 输出第二偏置点控制电压信号， 并将导频信号和第二偏置点控制电压信号相加， 输 出第二周期偏置点控制电压信号 ；
Q 路驱动器， 输入端连接第二 DLI 锁定控制器的输出端， 用于将第二周期偏置点控 制电压信号增加到 DQPSK 解调器的 Q 路信号 ；
π/2 驱动器， 用于将第三偏置点控制电压信号增加到 DQPSK 解调器的 Q 路信号， 控 制 DQPSK 解调器的 I 路信号和 Q 路信号的相位差为 π/2。
一种 DQPSK 解调器偏置点控制方法， 包括 ： 在 DQPSK 解调器的 Q 路施加第三偏置点控制电压信号， 控制 DQPSK 解调器的 I 路 信号和 Q 路信号的相位差为 π/2 ；
在 DQPSK 解调器的 I 路施加第一偏置点控制电压信号以及导频信号， Q 路施加第 二偏置点控制电压信号以及导频信号 ；
根据双平衡光接收机采集到的 DQPSK 解调器的 I 路差分电流信号获得第一电压信 号， 根据平衡光接收机采集到的 Q 路差分电流信号获得第二电压信号 ；
检测第一电压信号获得第一峰值电压信号以及检测第二电压信号获得第二峰值 电压信号 ；
根据第一电压峰值信号调节第一偏置点控制电压信号， 以及根据第二电压峰值信 号调节第二偏置点控制电压信号。
本发明实施例提供的 DQPSK 解调器偏置点控制装置及方法， 采用 π/2 驱动器， 能 够控制 I 路和 Q 路相位偏差为 π/2， 采用峰值检测器， 能够准确获得双平衡光接收机的输出 电压的峰值信号， 并采用 DLI 锁定控制器， 能够根据电压峰值信号获得峰值检测误差信号， 并根据峰值检测误差信号调节偏置点控制电压信号。采用本发明实施例的方法， 当误差检 测信号为 0 时， 即获得电压峰值信号最小值。采用本发明实施例的方法， 能够准确获取电压 峰值信号的最小值， 并将 DQPSK 解调器 I 路信号的偏置准确锁定在 π/4 或者 π/4 的奇数 倍， 将 Q 路信号的偏置准确锁定在 π/4 或者 π/4 的奇数倍， 且 I 路信号与 Q 路信号相差 π/2。后续如果判断确定 I 路信号及 Q 路信号没有偏置在正确的偏置点上， 通过极性反转 或者两路信号互换， 可实现 I 路信号偏置在 π/4， Q 路信号偏置在 -π/4， 即 I 路信号及 Q 路 信号锁定到正确的偏置点上。较佳地， 本发明实施例的峰值检测器采用窄带滤波器以及对 数放大器， 能够精确获得电压峰值信号。
附图说明
图 1 为现有技术的 DQPSK 解调器的结构示意图 ；图2为函数的曲线图 ；图 3 为本发明实施例提供的 DQPSK 解调器偏置点控制装置的结构图 ； 图 4 为本发明实施例提供的第一 DLI 锁定控制器的结构图 ； 图 5 为本发明实施例提供的 DQPSK 解调器偏置点控制方法的流程图。具体实施方式
本发明实施例提供一种 DQPSK 偏置点控制方法及装置， 采用 π/2 驱动器， 能够控 制 I 路和 Q 路相位偏差为 π/2， 采用峰值检测器， 能够准确获得双平衡光接收机的输出电 压的峰值信号， 并采用 DLI 锁定控制器， 能够根据电压峰值信号获得峰值检测误差信号， 并 根据峰值检测误差信号反馈控制调节偏置点控制电压信号， 直到误差检测信号为 0 时， 即 获得电压峰值信号最小值， 偏置点电压控制信号不再变化， DQPSK 解调器便将 I 路信号的偏 置锁定在 π/4 或者 π/4 的奇数倍， 将锁定 Q 路信号偏置在 π/4 或者 π/4 的奇数倍。并 当确定此时 I 路信号及 Q 路信号没有偏置在正确的偏置点时， 对 I 路信号及 Q 路信号进行 极性反转或者互换， 使得 I 路信号及 Q 路信号锁定到正确的偏置点上。采用本发明实施例 的方法， 能够准确获取电压峰值信号的最小值， 并将 DQPSK 解调器锁定到正确的偏置点上， 即 I 路上两臂的相位差满足相位差 π/4， 及解调器 Q 路上两臂的相位差满足相位差 -π/4。 较佳地， 本发明实施例的峰值检测器采用窄带滤波器以及对数放大器， 能够精确获得电压 峰值信号。 本发明实施例提供的 DQPSK 解调器偏置点控制装置， 如图 3 所示， 包括 ：
DQPSK 解调器， 包括两个 DPSK 解调器， 分为 I 臂解调器以及 Q 臂解调器， 用于将输 入的光信号 E 经耦合器分为两路光信号 I 路光信号 EI 以及 Q 路光信号 EQ， 并将 EI 输入 I 臂 解调器进行调制， 输出 I 臂相长端幅度光信号 EI，cos， I 臂相消端幅度光信号 EI，des， 将 EQ 输 入 Q 臂解调器进行调制， 输出 Q 臂相长端幅度光信号 EQ， Q 臂相消端幅度光信号 EQ， cos， cos ；
双平衡光接收机， 用于接收 DQPSK 解调器的 I 路光信号 ( 包括 I 臂相长端幅度光 信号， I 臂相消端幅度光信号 ) 以及 Q 路光信号 ( 包括 Q 臂相长端幅度光信号， Q 臂相消端 幅度光信号 )， 获得 I 路差分电流信号以及 Q 路差分电流信号， 将 I 路差分电流信号通过第 一跨阻放大器 (TIA1) 转换为 I 路电压信号 VI 以及将 Q 路差分电流信号通过第二跨阻放大 器 (TIA2) 转换为 Q 路电压信号 VQ ；
第一采样电阻 R1， 一端连接双平衡光接收机的第一跨阻放大器 (TIA1) 的输出端， 一端连接第一峰值检测器， 用于采集第一跨阻放大器 (TIA1) 输出的第一电压信号 VI ；
第一峰值检测器， 用于根据第一采样电阻 R1 采集的第一电压信号 VI， 获得第一电 压信号的第一电压峰值信号 VIMAX ；
第一 DLI(Delay Line Interferometer， 光纤解码器 ) 锁定控制器， 连接第一峰值 检测器的输出端， 用于根据第一电压峰值信号 VIMAX 获得第一偏置点控制电压信号， 并将导 频信号和第一偏置点控制电压信号相加， 输出第一周期偏置点控制电压信号 ；
其中， 根据第一电压峰值信号 VIMAX 获得第一偏置点控制电压信号具体为 ： 根据第 一电压峰值信号获得第一峰值误差检测信号 Verr， 根据第一峰值误差检测信号获得第一偏 置点控制电压信号 ；
I 路驱动器， 输入端连接第一 DLI 锁定控制器的输出端， 用于将第一周期偏置点控 制电压信号增加到 DQPSK 解调器的 I 路信号 ；
第二采样电阻 R2， 一端连接双平衡光接收机的第二跨阻放大器 (TIA2) 的输出端， 一端连接第二峰值检测器， 用于采集第二跨阻放大器 (TIA2) 输出的第二电压信号 VQ ；
第二峰值检测器， 用于根据第二采样电阻 R2 采集的第二电压信号 VQ， 获得第二电 压信号 VQ 的第二电压峰值信号 VQMAX ；
第二 DLI 锁定控制器， 连接第二峰值检测器的输出端， 用于根据第二电压峰值信 号 VQMAX 输出第二偏置点控制电压信号， 并将导频信号和第二偏置点控制电压信号相加， 输 出第二周期偏置点控制电压信号 ；
其中， 根据第二电压峰值信号 VOMAX 获得第二偏置点控制电压信号具体为 ： 根据第 二电压峰值信号获得第二峰值误差检测信号， 根据第二峰值误差检测信号获得第二偏置点 控制电压信号 ；
Q 路驱动器， 输入端连接第二 DLI 锁定控制器的输出端， 用于将第二周期偏置点控 制电压信号增加到 DQPSK 解调器的 Q 路信号。
其中， I 路驱动器以及 Q 路驱动器用于将周期偏置点控制电压信号进行放大， 输出 用于驱动 DQPSK 解调器 I 路和 Q 路内部的加热器， 实现对 I 路和 Q 路信号偏置点的调节 ； 驱 动器采用常见的 MOS 管电路， 在此不再赘述。
π/2 驱动器， 用于将第三偏置点控制电压信号增加到 DQPSK 解调器的 Q 路信号， 控 制 DQPSK 解调器的 I 路信号和 Q 路信号的相位差为 π/2， π/2 驱动器， 连接 DQPSK 解调器。
采用上述装置， 能够准确获取电压峰值信号的最小值， 将 DQPSK 解调器的 I 路信号 的偏置准确锁定在 π/4 或者 π/4 的奇数倍， 将 Q 路信号的偏置准确锁定在 π/4 或者 π/4 的奇数倍。
上述装置还包括 ： 数据恢复电路， 连接双平衡接收机的第一跨阻放大器输出端以 及第二跨阻放大器输出端， 用于根据接收的信号判断 I 路和 Q 路是否偏置在正确的偏置点 上， 即 I 路偏置在 π/4， Q 路偏置在 -π/4， 当 I 路和 Q 路没有偏置在正确的偏置点上时， 输 出控制信号， 控制 DQPSK 解调器的 I 路输出信号、 Q 路输出信号极性反转或者 I 路信号和 Q 路信号互换， 直到 I 路信号和 Q 路信号偏置在正确的偏置点。具体的判断方法以及极性反 转、 互换方法为本领域技术人员常用的方法， 这里不再详细描述。
较佳地， 第一峰值检测器， 具体包括 ：
第一窄带滤波放大器 (Narrow Band Amplifier， NBA1)， 输入端连接第一采样电 阻， 用于对第一采样电阻采集的第一电压信号进行带通滤波和放大 ；
第一对数放大器， 输入端连接第一窄带滤波放大器的输出端， 输出端连接第一 DLI 锁定控制器， 用于对滤波和放大后的第一电压信号进行峰值检测， 获取第一电压信号的第 一电压峰值信号 VIMAX。
第二峰值检测器， 具体包括 ：
第二窄带滤波器 (Narrow Band Amplifier， NBA2)， 输入端连接第二采样电阻， 用 于对第二采样电阻采集的第二电压信号进行带通滤波和放大 ；
第二对数放大器， 输入端连接第二窄带滤波放大器的输出端， 输出端连接第二 DLI 锁定控制器， 用于对滤波和放大后的第二电压信号进行峰值检测， 获取第二电压信号的第二电压峰值信号 VIMAX。
峰值检测器包括的窄带滤波器以及对数放大器， 能够精确的检测出第一电压信号 以及第二电压信号的峰值。
较佳地， 如图 4 所示， 第一 DLI 锁定控制器， 具体包括 ：
第一同步峰值检测器 41， 连接第一峰值检测器的输出端， 用于根据第一电压峰值 信号获得第一峰值检测误差信号 Verr， 并输出 ；
其中， 根据第一电压峰值信号获得第一峰值检测误差信号， 具体为 ： 根据导频信号 前半个周期的第一电压峰值信号以及导频信号后半个周期的第一电压峰值信号获得第一 峰值检测误差信号 ； 或者根据连续两个电压峰值信号， 将连续两个电压峰值信号相减获得 第一峰值检测误差信号 ；
其中， 计算导频信号的前半个周期的第一电压峰值的和， 并计算导频信号的后半 个周期的第一电压峰值的和， 取两个和的差值， 即为第一峰值检测误差信号 ； 当然， 也可以 计算连续两个周期的导频信号的第一电压峰值的和， 并将两个周期的第一电压峰值的和相 减， 即获得第一峰值检测误差信号， 获得峰值误差检测信号的方法有多种， 这里不再赘述， 其关键点是需要检测出第一电压峰值信号是否稳定， 如果持续稳定不变， 则说明此时的第 一电压峰值信号是最小值， 即此时 DQPSK 解调器的 I 路信号偏置在在 π/4 或者 π/4 的奇 数倍。 第一峰值控制器 42， 输入端连接第一同步峰值检测器， 用于根据第一峰值检测误 差信号获得第一偏置点控制电压信号， 并输出 ；
将第一峰值检测信号输入积分控制器， 调节积分控制器的积分系数， 即可获得第 一偏置点控制电压信号， 用第一偏置点控制电压信号控制 I 路光信号的相位。
第一加法器 43， 连接第一峰值控制器的输出端， 用于将导频电压信号增加到第一 偏置点控制电压信号， 并输出第一周期偏置点控制电压信号。
当峰值检测误差信号为 0 时， 说明检测到的峰值信号是最小值， 即此时 DQPSK 解调 器的 I 路信号偏置在在 π/4 或者 π/4 的奇数倍。
其中， 第一同步峰值检测器 41， 具体包括 ：
第一积分控制器 411， 输入端连接第一峰值检测器的输出端， 用于在导频信号的前 半个周期内对输出的第一电压峰值信号求和， 并输出给减法器 ；
第二积分控制器 412， 输入端连接第一峰值检测器的输出端， 用于在导频信号的前 半个周期内对输出的第一电压峰值信号求和， 并输出给减法器 ；
第一减法器 413， 连接第一积分控制器以及第二积分控制器的输出端， 将第一积分 控制器的输出信号和第二积分控制器的输出信号想减， 获得第一峰值检测误差信号， 并输 出。
其中， 峰值控制器 42 具体为一积分控制器， 其输入端连接第一减法器 513 的输出 端， 用于根据第一峰值检测误差信号， 调节积分控制器的积分系数， 获得第一偏置点控制电 压信号， 并输出。
较佳地， 对峰值检测误差信号可以采用导频信号的前、 后半个周期的电压峰值信 号的和的差值， 当导频信号的前、 后半个周期的电压峰值信号的和相等时， 即峰值检测误差 信号为 0 时， 说明说明检测到的峰值信号是最小值， ， 即此时 DQPSK 解调器的 I 路信号偏置
在在 π/4 或者 π/4 的奇数倍。
第二 DLI 锁定控制器， 其结构和第一 DLI 锁定控制器完全相同， 这里不再重复描 述。
本发明实施例提供的 DQPSK 偏置点控制装置， 形成一个自动控制闭环环路， 该环 路可以根据检测的峰值信号， 计算出峰值检测误差信号， 并根据峰值检测误差信号获得， 调 节 DLI 锁定控制器中的积分控制器， 调节积分控制器的积分系数， 进而调节偏置点控制电 压信号。当峰值检测误差信号为零时， 即电压峰值信号稳定， 也就是电压峰值信号最小， 该 环路便工作在稳定状态， 峰值控制器输出的偏置点控制电压不变， 即 I 臂偏置在 π/4 或者 π/4 的奇数倍， Q 臂偏置在 π/4 或者 π/4 的奇数倍。如果峰值检测信号不为零， 环路会自 动进行闭环调节， 使得峰值检测信号为零。
采用本发明实施例的装置， 能够采用峰值检测器获得输出电压的峰值， 并在 DLI 锁定控制器中根据电压峰值信号的反馈调节第一偏置点控制电压信号， 直到获得的电压峰 值信号最小， 即将 DQPSK 解调器的 I、 Q 两臂锁定在偏置为 π/4 或者 π/4 的奇数倍， 并通过 π/2 驱动器， 控制 I、 Q 两臂的相位差为 π/2。较佳地， 峰值检测器中采用窄带滤波器以及 对数放大器， 能够精确检测获得电压峰值信号。较佳地， DLI 锁定控制器中， 利用峰值误差 检测信号反馈调节偏置点控制电压信号， 当误差检测信号为 0 时， 表明获得的电压峰值信 号最小， 即 DQPSK 解调器的 I、 Q 两臂锁定在偏置为 π/4 或者 π/4 的奇数倍， 当误差检测信 号不为 0 时， 则根据误差检测信号调节偏置点控制电压信号， 直到误差为 0。
本发明实施例还提供一种 DQPSK 解调器偏置点控制方法， 如图 5 所示， 包括如下步骤： S501、 在 DQPSK 解调器的 Q 路施加第三偏置点控制电压信号， 控制 DQPSK 解调器的 I 路信号和 Q 路信号的相位差为 π/2 ；
S502、 在 DQPSK 解调器的 I 路施加第一偏置点控制电压信号以及导频信号， Q 路施 加第二偏置点控制电压信号以及导频信号 ；
其中， 在 DQPSK 解调器的 I 路和 Q 路上施加相同的导频信号 ；
S503、 根据双平衡光接收机采集到的 DQPSK 解调器的 I 路差分电流信号获得第一 电压信号， 根据双平衡光接收机采集到的 Q 路差分电流信号获得第二电压信号 ；
其中， 双平衡光接收机采集 DQPSK 解调器的 I 路相长端幅度光信号以及 I 路相消 端幅度光信号获得 I 路差分电流信号， 并经第一跨阻放大器 TIA1 将 I 路差分电流信号转换 为第一电压信号 ；
双平衡光接收机还采集 DQPSK 解调器的 Q 路相长端幅度光信号以及 Q 路相消端幅 度光信号获得 Q 路差分电流信号， 并经第二跨阻放大器将 Q 路差分电流信号转换为第二电 压信号 ；
S504、 检测第一电压信号获得第一电压峰值信号以及检测第二电压信号获得第二 电压峰值信号 ；
通过第一窄带滤波器对第一电压信号进行带通滤波和放大 ；
通过第一对数放大器对滤波和放大后的第一电压信号进行峰值检测， 获得第一峰 值电压信号。
检测第二电压信号获得第二电压峰值信号的方法同获得第一电压峰值信号的方
法相同， 这里不再赘述。
S505、 根据第一电压峰值信号调节第一偏置点控制电压信号， 以及根据第二电压 峰值信号调节第二偏置点控制电压信号， 直到第一偏置点控制电压信号锁定 I 路信号的偏 置在 π/4 或者 π/4 的奇数倍以及第二偏置点控制电压信号锁定 Q 路信号偏置在 π/4 或 者 π/4 的奇数倍 ；
其中， 根据第一电压峰值信号调节第一偏置点控制电压信号， 具体为 ： 根据第一电 压峰值信号获得第一峰值检测误差信号 ； 根据第一峰值检测误差信号调节第一偏置点控制 电压信号。
其中， 根据电压峰值信号获得峰值检测信号具体为 ： 在导频信号的一个周期内， 分 别确定前、 后半个周期内检测到的电压峰值信号的和， 并将前半个周期的电压峰值信号的 和减去后半个周期的电压峰值信号的和， 获得峰值检测误差信号。
其中， 根据峰值检测误差信号获得偏置点控制电压具体为 ：
将峰值检测误差信号输入积分控制器， 调节积分控制器的积分系数， 获得偏置点 控制电压信号， 将得到的偏置点控制电压信号和导频信号相加， 返回步骤 S502， 直到峰值检 测误差信号为 0， 即第一偏置点控制电压信号锁定 I 路信号的偏置在 π/4 或者 π/4 的奇数 倍以及第二偏置点控制电压信号锁定 Q 路信号偏置在 π/4 或者 π/4 的奇数倍。
根据第二电压峰值信号调节第二偏置点控制电压信号的方法相同， 这里不再赘述。 S506、 判断 I 路信号以及 Q 路信号是否偏置在正确的偏置点， 如果是， 直接结束， 如 果否， 执行步骤 S507 ；
S507、 对 I 路输出信号和 Q 路输出信号进行极性反转或者将 I 路信号和 Q 路信号 互换， 控制 I 路信号和 Q 路信号偏置在正确的偏置点 ( 即 I 路信号偏置在 π/4， Q 路信号偏 置在 -π/4)。
显然， 本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精 神和范围。这样， 倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围 之内， 则本发明也意图包含这些改动和变型在内。