一种用于升压电路中电感电流预测收敛控制方法.pdf

摘要
申请专利号：	CN201510148304.7	申请日：	2015.03.31
公开号：	CN104753350A	公开日：	2015.07.01
当前法律状态：	授权	有效性：	有权
法律详情：	授权\|\|\|实质审查的生效IPC(主分类):H02M 3/156申请日:20150331\|\|\|公开
IPC分类号：	H02M3/156	主分类号：	H02M3/156
申请人：	西安理工大学
发明人：	张琦; 刘昭; 孙向东; 安少亮; 任碧莹; 杨惠; 赵双双
地址：	710048陕西省西安市金花南路5号
优先权：
专利代理机构：	西安弘理专利事务所61214	代理人：	李娜
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内容摘要

本发明公开了一种用于升压电路中电感电流预测收敛控制方法，通过上一时刻的电感电流值iL(n-1)预测出下个时刻的电感电流值，依据功率守恒，预测得到nTS时刻开关管的占空比的值，再依据稳态期望值，对计算结果进行收敛处理，收敛过程采用预测得到开关管的占空比与稳态时开关管的占空比的平均值，从而得到最终开关管的占空比Dx(n)，产生占空比为Dx(n)的PWM波来控制开关管。实现对电感电流的控制。本发明以电感电流作为被控制量快速的计算出开关管的占空比。而且在给定突然增大或者突然减小时，都能快速的追踪到给定，说明了该算法能达到良好的动静态特性。

权利要求书

权利要求书1. 一种用于升压电路中电感电流预测收敛控制方法，其特征在于，具体按照以下步骤实施：步骤1、采样升压电路中的低压电压源的电压值vL、高压电压源的电压值vH、(n-1)TS时刻的电感电流值iL(n-1)、(n-1)TS周期内开关管的占空比Dbo(n-1)，其中，TS为开关管的一个开关周期；步骤2、判断nTS时刻电感上的电流给定iLref(n)是否小于0，如果不小于0，转到步骤3；如果小于0，则nTS周期内开关管的占空比Dx(n)＝0，转到步骤9；步骤3、通过公式(1)计算nTS时刻的电感电流预测值i^L(n)=w(n-1),w(n-1)&GreaterEqual;00,w(n-1)<0---(1)]]>其中，w(n-1)=iL(n-1)+1L·TS·[vL-(1-Dbo(n-1))·vH]---(2)]]>L为电感值；步骤4、判断是否成立，如果成立，转到步骤5；如果不成立，则nTS周期内开关管的占空比Dx(n)＝1，转到步骤9；步骤5、将nTS时刻电感上的电流给定值iLref(n)赋值给nTS周期内电感电流的平均值即：i&OverBar;L(n)=iLref(n)---(3)]]>通过公式(1)中得到的电感电流预测值计算nTS周期内开关管的占空比Dbo(n)：Dbo(n)=1-Dbt+2LvH·TS[i^L(n)-i&OverBar;L(n)]---(4)]]>其中，Dbt＝vL/vH；步骤6、根据公式(5)计算w(n)：w(n)=i^L(n)+1L·TS·[vL-(1-Dbo(n))·vH]---(5)]]>判断w(n)≥0是否成立，如果不成立，则转到步骤7；如果成立，则转到步骤8；步骤7、根据公式(1)中得到的电感电流预测值计算nTS周期内开关管的占空比Dbo(n)：Dbo(n)=-L·i^L(n)vL·TS+(1-Dbt)·[L2·i^L2(n)+2L·vL·TS·i&OverBar;L(n)]vL·TS---(6)]]>步骤8、根据公式(7)计算经过中值处理后的占空比Dx(n)：Dx(n)=12(Dbo(n)+Dz(n))---(7)]]>其中，为nTS周期内稳态时开关管的占空比；步骤9、产生占空比为Dx(n)的PWM波来控制开关管。2. 根据权利要求1所述的一种用于升压电路中电感电流预测收敛控制方法，其特征在于，得到所述步骤5中公式(4)的具体过程为：当开关管开通时，电感持续储能，电感电流增加，nTS周期内开关管开通过程中电感电流的增量ΔiL+为：ΔiL+=iLmax(n)-iL(n)=1LvLDbo(n)TS---(8)]]>其中，iLmax(n)为nTS周期内电感电流的最大值，当开关管关断时，电感电流的衰减值ΔiL-为：ΔiL-=1L(vL-vH)(1-Dbo(n))TS---(9)]]>在nTS周期至(n+1)TS周期内，电感电流由iL(n)转变为iL(n+1)，则(n+1)TS时刻的电感电流iL(n+1)为：iL(n+1)=iL(n)+ΔiL++ΔiL-=iL(n)+1L·TS·[vL-(1-Dbo(n))·vH]=w(n)---(10)]]>由于二极管的反向关断特性，电感电流无法连续衰减至负值，则iL(n+1)存在一个不连续点，表达式为：iL(n+1)=w(n),w(n)&GreaterEqual;00,w(n)<0---(11)]]>将式(11)转换为：iL(n+1)=w(n),Dbo(n)&GreaterEqual;1-Dbt-L·iL(n)vH·Ts0,Dbo(n)<1-Dbt-L·iL(n)vH·Ts---(12)]]>其中Dbt＝vL/vH；在理想状态下，输入端vL释放的能量EvL为：EvL=vL·i&OverBar;L(n)·TS---(13)]]>输入端vL释放的能量EvL一部分储存在电感上，表现为周期内电感电流的变化量，这一部分能量用ΔEL表示为：ΔEL=12L[iL2(n+1)-iL2(n)]---(14)]]>另一部分供负载消耗表现为向输出端vH充电，单周期内负载消耗的能量Eoff为：Eoff=vH·ioff&OverBar;(n)·(1-Dbo(n))·TS---(15)]]>其中，为开关管关断时vH的平均电流：ioff&OverBar;(n)=iL(n)+ΔiK++12ΔiL-,w(n)&GreaterEqual;0L·[iL(n)+ΔiL+]22·(vH-vL)(1-Dbo(n))·TS,w(n)<0---(16)]]>在理想状态下，及忽略各种损耗，根据能量守恒得：EvL＝ΔEL+Eoff (17)当w(n)≥0时，得：12L·vH·TS·D2bo(n)-1L·vH·TS·Dbo(n)+12L·TS·(vH-vL)-iL(n)+i&OverBar;L(n)=0---(18)]]>当满足1L2·TS2·vH·vL-2·1L·vH·TS[i&OverBar;L(n)-iL(n)]&GreaterEqual;0---(19)]]>即i&OverBar;L(n)≤iL(n)+12L·vL·TS---(20)]]>时公式(18)有解，解即为：Dbo(n)=1-Dbt+2LvH·TS[iL(n)-i&OverBar;L(n)]---(21).]]>3. 根据权利要求1所述的一种用于升压电路中电感电流预测收敛控制方法，其特征在于，得到所述步骤7中公式(6)的具体过程为：当w(n)＜0时，得：12L·vH·vL·TS2·D2bo(n)+vH·iL(n)·TS·Dbo(n)+12·LiL2(n)-(vH-vL)·i&OverBar;L(n)·TS=0---(22)]]>当满足vH·(vH-vL)·TS2·[iL2(n)+2·1L·vL·TS·i&OverBar;L(n)]&GreaterEqual;0---(23)]]>即i&OverBar;L(n)&GreaterEqual;-L·iL22·vL·TS---(24)]]>时公式(22)有解，解即为：Dbo(n)=-L·iL(n)vL·TS+(1-Dbt)[L2·iL2(n)+2L·vL·TS·iL&OverBar;(n)]vL·TS---(25).]]>4. 根据权利要求1-3任意一项所述的一种用于升压电路中电感电流预测收敛控制方法，其特征在于，所述步骤1中升压电路包括低压电压源vL，低压电压源vL的负极分别与高压电压源vH的负极、开关管S的发射极连接，开关管S的集电极分别与电感L、二极管D的正极连接，二极管D的负极与高压电压源vH的正极连接。5. 根据权利要求4所述的一种用于升压电路中电感电流预测收敛控制方法，其特征在于，所述开关管S为携带反并联二极管或具有反并联二极管特性的可关断功率开关器件。

说明书

说明书一种用于升压电路中电感电流预测收敛控制方法
技术领域
本发明属于电力电子电路控制技术领域，具体涉及一种用于升压电路中电感电流预测收敛控制方法。
背景技术
近年来，升压(Boost)变换器是一种被广泛采用的电力电子开关电路，经常用于对直流电能传输的设备中。通常通过调节电路中的功率管的调制占空比控制电路的输出电压或输出电流，升压电路的输入侧通常为光伏阵列、蓄电池、超级电容或其它的电源，通过控制调节变换器，使其按给定向负载输出电能。
现如今，Boost变换器有多种控制方法，譬如PI控制、重复控制、模糊控制、滑膜控制等。重复控制有控制精度高的优点，缺点是算法复杂，参数确定较为困难。模糊控制的优点是具有较强的鲁棒性和抗扰性，缺点是系统的控制精度降低和动态性能变差。滑膜控制的优点改善系统的动态、稳态性能,并可使被控系统具有较强的鲁棒性；缺点是该控制不能使功率开关元件工作在固定的频率下，输出电压纹波较大，对滤波器的设计要求也较高。而传统的PI控制算法，它有适用性较好、控制系统设计简单等优点，但是它的缺点则是输出反馈控制的设计是基于目标误差控制而不是基于模型控制，动态响应速度较慢、静差较大、控制效果较差，不能实现优化控制，不能满足开关电源对动态响应、控制精度明显提高的要求。
发明内容
本发明的目的是提供一种用于升压电路中电感电流预测收敛控制方法，解决了现有技术中存在的动态响应特性慢、静差较大、控制精度差的问题。
本发明所采用的技术方案是，一种用于升压电路中电感电流预测收敛控制方法，具体按照以下步骤实施：
步骤1、采样升压电路中的低压电压源的电压值vL、高压电压源的电压值vH、(n-1)TS时刻的电感电流值iL(n-1)、(n-1)TS周期内开关管的占空比Dbo(n-1)，
其中，TS为开关管的一个开关周期；
步骤2、判断nTS时刻电感上的电流给定iLref(n)是否小于0，如果不小于0，转到步骤3；如果小于0，则nTS周期内开关管的占空比Dx(n)＝0，转到步骤9；
步骤3、通过公式(1)计算nTS时刻的电感电流预测值
i^L(n)=w(n-1),w(n-1)&GreaterEqual;00,w(n-1)<0---(1)]]>
其中，
w(n-1)=iL(n-1)+1L·TS·[vL-(1-Dbo(n-1))·vH]---(2)]]>
L为电感值；
步骤4、判断是否成立，如果成立，转到步骤5；如果不成立，则nTS周期内开关管的占空比Dx(n)＝1，转到步骤9；
步骤5、将nTS时刻电感上的电流给定值iLref(n)赋值给nTS周期内电感电流的平均值即：
iL&OverBar;(n)=iLref(n)---(3)]]>
通过公式(1)中得到的电感电流预测值计算nTS周期内开关管的占空比Dbo(n)：
Dbo(n)=1-Dbt+2LvH·TS[i^L(n)-iL&OverBar;(n)]---(4)]]>
其中，Dbt＝vL/vH；
步骤6、根据公式(5)计算w(n)：
w(n)=i^L(n)+1L·TS·[vL-(1-Dbo(n))·vH]---(5)]]>
判断w(n)≥0是否成立，如果不成立，则转到步骤7；如果成立，则转到步骤8；
步骤7、根据公式(1)中得到的电感电流预测值计算nTS周期内开关管的占空比Dbo(n)：
Dbo(n)=-L·i^L(n)vL·TS+(1-Dbt)·[L2·i^L2(n)+2L·vL·TS·iL&OverBar;(n)]vL·TS---(6)]]>
步骤8、根据公式(7)计算经过中值处理后的占空比Dx(n)：
Dx(n)=12(Dbo(n)+Dz(n))---(7)]]>
其中，为nTS周期内稳态时开关管的占空比；
步骤9、产生占空比为Dx(n)的PWM波来控制开关管。
本发明的特点还在于，
得到步骤5中公式(4)的具体过程为：
当开关管开通时，电感持续储能，电感电流增加，nTS周期内开关管开通过程中电感电流的增量ΔiL+为：
ΔiL+=iLmax(n)-iL(n)=1LvLDbo(n)TS---(8)]]>
其中，iLmax(n)为nTS周期内电感电流的最大值，
当开关管关断时，电感电流的衰减值ΔiL-为：
ΔiL-=1L(vL-vH)(1-Dbo(n))TS---(9)]]>
在nTS周期至(n+1)TS周期内，电感电流由iL(n)转变为iL(n+1)，(n+1)TS时刻的电感电流iL(n+1)：
iL(n+1)=iL(n)+ΔiL++ΔiL-=iL(n)+1L·TS·[vL-(1-Dbo(n))·vH]=w(n)---(10)]]>
由于二极管的反向关断特性，电感电流无法连续衰减至负值，则iL(n+1)存在一个不连续点，表达式为：
iL(n+1)=w(n),w(n)&GreaterEqual;00,w(n)<0---(11)]]>
将式(11)转换为：
iL(n+1)=w(n),Dbo(n)&GreaterEqual;1-Dbt-L·iL(n)vH·TS0,Dbo(n)<1-Dbt-L·iL(n)vH·TS---(12)]]>
其中Dbt＝vL/vH；
在理想状态下，输入端vL释放的能量EvL为：
EvL=vL·iL&OverBar;(n)·TS---(13)]]>
输入端vL释放的能量EvL一部分储存在电感上，表现为周期内电感电流的变化量，这一部分能量用ΔEL表示为：
ΔEL=12L[iL2(n+1)-iL2(n)]---(14)]]>
另一部分供负载消耗表现为向输出端vH充电，单周期内负载消耗的能量Eoff为：
Eoff=vH·ioff&OverBar;(n)·(1-Dbo(n))·TS---(15)]]>
其中，为开关管关断时vH的平均电流：
ioff&OverBar;(n)=iL(n)+ΔiL++12ΔiL-,w(n)&GreaterEqual;0L·[iL(n)+ΔiL+]22·(vH-vL)(1-Dbo(n))·TS,w(n)<0---(16)]]>
在理想状态下，及忽略各种损耗，根据能量守恒得：
EvL＝ΔEL+Eoff (17)
当w(n)≥0时，得：
12L·vH·TS·D2bo(n)-1L·vH·TS·Dbo(n)+12L·TS·(vH-vL)-iL(n)+iL&OverBar;(n)=0---(18)]]>
当满足
1L2·TS2·vH·vL-2·1L·vH·TS[iL&OverBar;(n)-iL(n)]&GreaterEqual;0---(19)]]>
即iL&OverBar;(n)≤iL(n)+12L·vL·TS---(20)]]>
时公式(18)有解，解即为：
Dbo(n)=1-Dbt+2LvH·TS[iL(n)-iL&OverBar;(n)]---(21).]]>
得到步骤7中公式(6)的具体过程为：
当w(n)＜0时，得：
12L·vH·vL·TS2·D2bo(n)+vH·iL(n)·TS·Dbo(n)+12·L·iL2(n)-(vH-vL)·iL&OverBar;(n)·TS=0---(22)]]>
当满足
vH·(vH-vL)·TS2·[iL2(n)+2·1L·vL·TS·iL&OverBar;(n)]&GreaterEqual;0---(23)]]>
即iL&OverBar;(n)&GreaterEqual;-L·iL2(n)2·vL·TS---(24)]]>
时公式(22)有解，解即为：
Dbo(n)=-L·iL(n)vL·TS+(1-Dbt)[L2·iL2(n)+2L·vL·TS·iL&OverBar;(n)]vL·TS---(25).]]>
本发明的有益效果是：
①本发明一种用于升压电路中电感电流预测收敛控制方法的建模方法与一般的建模分析不同，传统的建模都是通过DCM和CCM两种工作模式进行分析，并且通常依据小信号分析而得到占空比。本发明通过总结DCM、CCM、稳态和动态等具体状态，并进行整体分类，依据能量守恒的规律，得到开关管的占空比与平均电感电流、电感参数、输入电压、输出电压、瞬时电感电流、开关周期之间的关系，进而预测得到开关管的占空比的值，再依据稳态期望值，对计算结果进行收敛处理，收敛过程采用预测得到开关管的占空比与稳态时开关管的占空比的平均值，从而得到最终开关管的占空比。
②本发明依据能量守恒，以电感电流作为被控制量快速的计算出开关管的占空比。如果不加收敛，1个开关周期就能跟踪给定；如果加收敛，2个开关周期就能跟踪给定，动态响应特性快。而且在给定突然增大或者突然减小时，都能快速的追踪到给定，说明了该算法能达到良好的动静态特性，静差小、控制精度好。
附图说明
图1是本发明中升压电路简图；
图2是本发明中升压电路的电感电流动态波形图；
图3是本发明中单周期内升压电路电感电流的七种工作模式图；
图4是本发明中单开关周期内开关管电流波形示意图；
图5是本发明电感电流预测控制方法的流程图；
图6是本发明中采样值不同时的电感电流波形图；
图7是本发明中稳态时的电感电流波形图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
如图1所示为本发明升压(Boost)电路图，Boost电路包括低压电压源vL(低压电压源一般为超级电容或蓄电池等能储能的器件)，低压电压源vL的负极分别与高压电压源vH(一般为直流母线并联的支撑电容的电压，由于电容电压不能突变，所以短时间内可以看成一个电压源)的负极、开关管S的发射极连接，开关管S的集电极分别与电感L、二极管D的正极连接，二极管D的负极与高压电压源vH的正极连接。
开关管S为携带反并联二极管或具有反并联二极管特性的可关断功率开关器件。
如图2所示为Boost电路中电感电流的动态波形，其中，iL(n)为电感在开关管开通动作时刻nTS(TS为开关管的一个开关周期)的电流，Ts为开关管的一个开关周期，Dbo为开关的占空比。
Boost通常用CCM、DCM描述开关电路的稳态工作模式，这种划分忽略了电路的动态工作过程，如图3所示为单周期内电感电流的七种工作模式图，用这七种工作模式表征Boost电路的工作模式。
在开关管开通过程中，流经开关管的电流如图4所示。当开关管开通时，电感持续储能，所以电感电流增加，这一阶段的电感电流的增量ΔiL+如图4(a)所示，增量ΔiL+由公式(8)表示为：
ΔiL+=iLmax(n)-iL(n)=1LvLDbo(n)TS---(8)]]>
其中，iLmax(n)为nTS周期内电感电流的最大值，
当开关管关断时，输入端向电感充电，但是电感通过二极管向负载放电，这一阶段的电感电流的衰减如图4(b)所示，电感电流的衰减值ΔiL-为：
ΔiL-=1L(vL-vH)(1-Dbo(n))TS---(9)]]>
在nTS周期至(n+1)TS周期内，电感电流由iL(n)转变为iL(n+1)，则(n+1)TS时刻的电感电流iL(n+1)为：
iL(n+1)=iL(n)+ΔiL++ΔiL-=iL(n)+1L·TS·[vL-(1-Dbo(n))·vH]=w(n)---(10)]]>
由于二极管的反向关断特性，电感电流无法连续衰减至负值，所以这种情况下对于iL(n+1)存在一个不连续点，表达式为：
iL(n+1)=w(n),w(n)&GreaterEqual;00,w(n)<0---(11)]]>
将式(11)转换为：
iL(n+1)=w(n),Dbo(n)&GreaterEqual;1-Dbt-L·iL(n)vH·TS0,Dbo(n)<1-Dbt-L·iL(n)vH·TS---(12)]]>
其中Dbt＝vL/vH；
对于Boost电路，在理想状态下，输入端vL释放的能量EvL为：
EvL=vL·iL&OverBar;(n)·TS---(13)]]>
输入端vL释放的能量EvL一部分储存在电感上，表现为周期内电感电流的变化量，这一部分能量用ΔEL表示为：
ΔEL=12L[iL2(n+1)-iL2(n)]---(14)]]>
另一部分供负载消耗表现为向输出端vH充电，单周期内负载消耗的能量Eoff为：
Eoff=vH·ioff&OverBar;(n)·(1-Dbo(n))·TS---(15)]]>
其中，为开关管关断时vH的平均电流：
ioff&OverBar;(n)=iL(n)+ΔiL++12ΔiL-,w(n)&GreaterEqual;0L·[iL(n)+ΔiL+]22·(vH-vL)(1-Dbo(n))·TS,w(n)<0---(16)]]>
在理想状态下，及忽略各种损耗，根据能量守恒得：
EvL＝ΔEL+Eoff (17)
当w(n)≥0时，由公式(8)、(9)、(12)、(13)、(14)、(15)、(16)、(17)得：
12L·vH·TS·D2bo(n)-1L·vH·TS·Dbo(n)+12L·TS·(vH-vL)-iL(n)+iL&OverBar;(n)=0---(18)]]>
当满足
1L2·TS2·vH·vL-2·1L·vH·TS[iL&OverBar;(n)-iL(n)]&GreaterEqual;0---(19)]]>
即iL&OverBar;(n)≤iL(n)+12L·vL·TS---(20)]]>
时公式(18)有解，解即为：
Dbo(n)=1-Dbt+2LvH·TS[iL(n)-iL&OverBar;(n)]---(21).]]>
从公式(20)可知，当占空比为1时公式(20)中的等号才成立，所以在限定占空比小于1的条件下，公式(18)必然有解；当公式(20)不成立时即说明单周期内无法实现所给定的电流值，需要多周期完成，直接将给定占空比设为上限值。
当w(n)＜0时，由公式(8)、(9)、(12)、(13)、(14)、(15)、(16)、(17)得：
12L·vH·vL·TS2·D2bo(n)+vH·iL(n)·TS·Dbo(n)+12·L·iL2(n)-(vH-vL)·iL&OverBar;(n)·TS=0---(22)]]>
当满足
vH·(vH-vL)·TS2·[iL2(n)+2·1L·vL·TS·iL&OverBar;(n)]&GreaterEqual;0---(23)]]>
即iL&OverBar;(n)&GreaterEqual;-L·iL2(n)2·vL·TS---(24)]]>
时公式(22)有解，解即为：
Dbo(n)=-L·iL(n)vL·TS+(1-Dbt)[L2·iL2(n)+2L·vL·TS·iL&OverBar;(n)]vL·TS---(25).]]>
由于平均电感电流恒大于等于0，故由式(24)可知方程(22)一定有解，则只需满足w(n)＜0，就可以用式(25)计算占空比。
由于现有的数字信号处理(DSP)单位延迟无法避免，所以必须在周期开始前计算出占空比，因此需要预测nTS时刻的电感电流
本发明用于升压电路中电感电流预测收敛控制方法，具体按照以下步骤实施，如图5所示：
步骤1、采样升压电路中的低压电压源的电压值vL、高压电压源的电压值vH、(n-1)TS时刻的电感电流值iL(n-1)、(n-1)TS周期内开关管的占空比Dbo(n-1)；
步骤2、判断nTS时刻电感上的电流给定iLref(n)是否小于0，如果不小于0，转到步骤3；如果小于0，则nTS周期内开关管的占空比Dx(n)＝0，转到步骤9；
步骤3、通过公式(1)计算nTS时刻的电感电流预测值
i^L(n)=w(n-1),w(n-1)&GreaterEqual;00,w(n-1)<0---(1)]]>
其中，
w(n-1)=iL(n-1)+1L·TS·[vL-(1-Dbo(n-1))·vH]---(2)]]>
L为电感值，TS为开关管的一个开关周期；
步骤4、判断是否成立，如果成立，转到步骤5；如果不成立，则nTS周期内开关管的占空比Dx(n)＝1，转到步骤9；
步骤5、将nTS时刻电感上的电流给定值iLref(n)赋值给nTS周期内电感电流的平均值即：
iL&OverBar;(n)=iLref(n)---(3)]]>
通过公式(1)中得到的电感电流预测值代入公式(18)的解式(21)中，计算nTS周期内开关管的占空比Dbo(n)：
Dbo(n)=1-Dbt+2LvH·TS[i^L(n)-iL&OverBar;(n)]---(4)]]>
其中，Dbt＝vL/vH；
步骤6、根据公式(5)计算w(n)：
w(n)=i^L(n)+1L·TS·[vL-(1-Dbo(n))·vH]---(5)]]>
判断w(n)≥0是否成立，如果不成立，则转到步骤7；如果成立，则转到步骤8；
步骤7、根据公式(1)中得到的电感电流预测值代入公式(22)的解式(25)中，计算nTS周期内开关管的占空比Dbo(n)：
Dbo(n)=-L·i^L(n)vL·TS+(1-Dbt)·[L2·i^L2(n)+2L·vL·TS·iL&OverBar;(n)]vL·TS---(6)]]>
如果采样的电感电流的初始值不同，则可能出现如图6所示的情况，即出现电感电流不收敛的问题。
步骤8、为了解决电感电流不收敛的问题，只需取nTS周期内开关管的占空比Dbu(n)与稳态时刻开关管的占空比Dz(n)的平均值Dx(n)，即根据公式(7)计算Dx(n)：
Dx(n)=12(Dbo(n)+Dz(n))---(7)]]>
开关管达到稳态时，电感电流的波形如图7所示，即
ΔiL+＝-ΔiL-，
可得：nTS周期内稳态时开关管的占空比Dz(n)为：
Dz(n)=vH-vLvH;]]>
步骤9、产生占空比为Dx(n)的PWM波来控制开关管。
本发明依据能量守恒的规律得到开关管的占空比，以电感电流作为被控制量快速的计算出开关管的占空比。如果不加收敛，1个开关周期就能跟踪给定；如果加收敛，2个开关周期就能跟踪给定，动态响应特性快。而且在给定突然增大或者突然减小时，都能快速的追踪到给定，说明了该算法能达到良好的动静态特性，静差小、控制精度好。