使多普勒频移信号的频率不确定性范围变窄的系统和方法 【发明领域】
本发明一般涉及无线通信系统，具体地说，涉及用于通过未知的但有限量的多普勒移位来使检测到的导频信号的频率不确定性范围变窄的系统。
相关技术的描述
已发展多种多址通信系统和技术用于在大量系统用户之间传递信息。然而，扩展频谱调制技术(诸如，码分多址(CDMA)扩展频谱技术)提供优于其它调制方案的优点，特别是当向大量通信系统用户提供业务的时候尤为突出。在美国专利号4,901,307(1990年2月13日颁布，名称为“运用卫星或地面中继站地扩展频谱多址通信系统”)和美国专利号5,691,974(1997年11月25日颁布，名称为“将在扩展频谱通信系统中的全频谱发送功率用于跟踪各接收者相位时间和能量的方法和装置)中描述CDMA技术在多址通信系统中的用途，其中上述两项专利已转让给本发明的受让人并作为参考资料在此引入。
这些专利揭示了通信系统，其中大量的一般移动或远程系统用户或用户单元(“用户终端”)采用至少一个收发机来与其它用户单元或其它连接系统(诸如，公共电话交换网)的用户进行通信。通过卫星中继站或网关，或者直接将通信系统信号传递到地面基站(有时也成为区站或小区)。
在当今卫星通信系统中，定时是很关键的。例如，这些系统一般将通信信道分成“帧”，其中每帧包含已知的持续时间。为了最优化这些帧在传递信号或数据过程中运用，网关或基站以及用户终端必须采用一些方法来保证同步。因此，每个用户终端设有用来提供定时基准的装置。理想的时间基准向用户单元提供已知频率的信号。
一般用本机振荡器在用户终端中提供定时基准。然而，没有一种本机振荡器是完美的。本机振荡器会经历频移。当本机振荡器的频率移位时，便不能做到同步了。
使本机振荡器频移的最小的一种方法是构成一种更加精确的本机振荡器。然而，要构成这种非常稳定的本机振荡器是十分昂贵的，而且使得用户终端的成本高得让人无法接受。
另一种方法(一般用于蜂窝电话系统)包括用压控温度补偿晶体振荡器(VTCXO)。通过改变到VTCXO的输入电压可控制VTCXO的输出频率。VTCXO对于由温度变化而引起的频移有着高度耐抗性。
在这种蜂窝电话系统中，每个用户终端都设有VTCXO。每个用户终端都监测由基站发送的导频信号。用户终端用导频信号的频率作为定时频率来通过改变施于它的输入电压调节VTCXO的输出频率。可在蜂窝电话系统中用该方法，因为在基站和用户单元之间的相关速度很小。
然而，在一些卫星通信系统中(诸如，近地轨道(LEO)卫星通信系统)，在卫星和用户单元之间的相关径向速度很大。这种大的相关径向速度使得由LEO卫星发送的导频信号产生大量的多普勒移位，从而使得这种技术不精确而且潜在地不能被用作定时基准。当卫星在频率ft发送信号，那么接收到的信号频率fr将是：
fr=ft±fD (1)
fD=ft·[V/c] (2)
其中：
V=发射机相对接收机的速度；
c=光在适当媒质中的速度；和
fD=多普勒频移。
如果卫星移向用户单元，那么压缩电磁波的周期，而且在上述等式中用[+]符号。如果卫星移离用户单元，那么延长电磁波的周期，而且用[-]符号。可将多普勒效应表达为多普勒比[V/c]，其中，V是发射机相对于接收机的速度，和c是光在适当媒质中的速度。多普勒频移的幅值是多普勒比乘以ft。
多普勒频移一般在LEO卫星系统中特别灵敏。例如，典型的LEO卫星可具有相对于用户终端7km/sec的速度。通过发射机频率为2.5GHz，导致多普勒比为百万分之23(或23ppm)，而且多普勒频移为58kHz(如根据下列等式2所算得)。
无论何时存在多普勒频移并发送数字数据流，都会发生编码多普勒误差。编码多普勒误差的发生是因为将发射机移向或移离发射机，从而导致发射机比特率相对于发射机比特率增加或减小。编码多普勒误差是发射机比特率的多普勒比[V/c]倍。所得的在接收机处的比特率是发射机比特率加/减编码多普勒误差，其中当将发射机移向接收机时用[+]号，而当将发射机移离接收机时用[-]号。如下示出这种关系：
rr=rt＋rD (3)
rD=rt·[V/c] (4)
其中
rr是接收机比特率，
rt是发射机比特率，和
rD是编码多普勒误差，和V及c与上面等式1中的相同。
编码多普勒误差在扩展频谱通信系统中十分有害，因为它对伪噪声(PN)发生器同步产生累积影响。在典型的扩展频谱通信系统中，用一组预选伪噪声(PN)代码序列在调制载波信号之前调制(即，“扩展”)在预定频谱带上的数字消息。对于适当“去扩展”信号的扩展频谱接收机，本地PN发生器码片(chippingor chip)速率(产生码片的速率)必须与接收到的信号码片速率同步。[“码片”是涉及单个PN码位的技术术语。有时以PN码码片扩展的数字消息(语音、数据，等)也称为包含“码片”，虽然包含“码元”更好。]如果接收到的信号码片速率只是赫兹的小数部分的偏移，那么时钟误差将随着时间而积累，从而导致PN序列与入局的比特流的同步关系松散。例如，在入局的码片速率和本地PN发生器之间的0.1Hz偏移(offset)导致0.1码片/秒的定时误差，它在1分钟内累积到6个码片的定时误差。即，接收到的信号在时间上从它应在的通过适当的PN序列正确的去扩展它的位置上位移6个码片。扩展频谱接收机一般要求代码相位漂移小于一半的码片周期，从而正确地去扩展信号。大于1个码片的误差产生无用的信息。于是，对编码多普勒误差而言，在扩展频谱接收机中被监测和校正是十分重要的。
发明概述
本发明针对在卫星通信系统中使检测到的导频信号的频率不确定性范围变窄的系统和方法，其中在上述系统中导频信号是未知的，但是多普勒位移量是有限的。在检测到频信号期间，获得信息从而将导频信号设置在由最低和较高频率限定的频率箱体(frequency bin)内。本发明在频率箱体内通过多个频率假定位移检测到的导频信号，然后确定哪个假定具有最大能量累积值。具有最大能量累积值的假定是最靠近导频信号的真实中心频率的假定。一般，这所导致的频率区分级只受在较低和较高频率之间测试的频率假定数量限定。然而，当导频信号是扩展频谱信号时，在测试的假定数量和能量累积值的精度之间存在折中。实际上，码多普勒误差导致失去在扩展频谱导频信号和用来去扩展导频信号的伪噪声(PN)代码序列之间的时间同步。定时误差随着处理时间(或测试的假定数量)而增加，而且如果未校正将导致后来的频率假定出现错误的能量累积值。
本发明对于校正编码多普勒定时误差加入两个改进步骤(refinement)。首先，根据已知包含检测到频信号的频率箱体的最后频率估计编码多普勒误差。本发明监测在多个频率假定范围内定时误差的累积并在定时误差达到足以威胁到精确地去扩展导频信号的程度之前校正同步失落。通过使PN序列发生的定时或码片速率相对于它的标称率提前或滞后，可以进行校正。
编码多普勒计算只是一种估计，因为它是根据将导频信号设在频率箱体的较高频率的这一假设的基础上的。实际上，导频信号可在频率箱体内的任何地方。于是，上述校正不保证在多个频率假定的情况下精确去扩展导频信号所需的必要的同步量。为了进一步减小编码多普勒误差效应，本发明在每个频率假定期间并行去扩展两组检测到的导频信号。将一个导频信号组标为“On-Time(准时)”，而将一个导频信号标为“Late(迟)”，其中以时间上相对于On-Time采样组滞后半个码片周期采样Late组。通过并行去扩展两组导频信号采样，其中一组在时间上相对于另一组进行位移，与当仅处理一个采样组时所获得的相比，本发明能够在多个频率假定下整体减小同步定时误差。这是因为Late采样组在导频信号频率箱体的中心的那些假定下获得最小的定时误差，而On-Time采样组在靠近频率箱体的边缘的那些假定下获得它的最小定时误差。
附图简述
结合附图，从下面的详细描述中，本发明的特征、目的和优点将显而易见，其中在所有附图中相同标号表示相同部件：
图1示出其中本发明是十分有用的示例无线通信系统；
图2示出在用户终端中使用的示例收发机；
图3是示出根据本发明的较佳实施例，使检测到的导频信号的频率不确定性范围最小的操作过程的流程图；
图4示出已知包含多普勒频移导频信号的由fi和ff限定的频率箱体；
图5是示出对检测到的导频信号的频率变换的流程图；
图6是示出扩展频谱导频信号的去扩展流程图；
图7是示出当前频率假定的能量累积值与根据前面的频率假定得出的最大能量累积值的比较的流程图；
图8是编码多普勒定时误差对处理时间的曲线图。该图示出本发明的两个实施例。实线表示较佳实施例，其中处理两个导频信号采样组而且根据图4的频率箱体的最后频率ff进行编码多普勒误差估计。曲线示出一个采样组，其中根据图4的频率箱体进行编码多普勒估计。
图9是示出实施本发明的较佳实施例的一个例子的方框图；
图10是示出实施如图9所示的去扩展器915的较佳实施例的一个例子的方框图；和
图11是示出如编码多普勒校正累加器933所控制的那样，由定时发生器936发送的PN发生器使能信号938b的时序图。
较佳实施例的详细描述
Ⅰ．介绍
本发明特别适于在采用近地轨道(LEO)卫星的通信系统中使用。然而，熟悉本技术领域的人员应理解，本发明的原理还可用于不能被用于通信目的的卫星系统。本发明还可用于其中卫星在非LEO轨道上运行的卫星系统或者可用于基于非卫星系统。
下面详细描述本发明的较佳实施例。虽然讨论特定步骤、结构和布局，但是应理解这只是示例目的。熟悉本技术领域的人员应理解，还可用其它步骤、结构和布局，而不偏离本发明的构思和范围。本发明可用于多种无线信息和通信系统，包括那些用于定位和卫星的系统以及地面蜂窝电话系统。较佳应用是在CDMA无线扩展频谱通信系统中用于电话业务。
Ⅱ．典型的卫星通信系统
图1示出本发明在其中十分有用的示例无线通信系统。应理解，本通信系统用CDMA类通信信号，而这不是本发明所必需的。在如图1所示的通信系统100部分中，示出两个卫星116和118以及两个相关网关或集线器120和122用于影响与两个远程用户终端124和126进行的通信。一般，基站和卫星/网关是分立通信系统的部件，指的是基于地面或卫星，虽然这并不是必需的。在该系统中的基站、网关和卫星的总数基于所需系统容量和现有技术中已知的其它因素。
用户终端124和126每个都包含无线通信装置，诸如(但不限于)蜂窝电话、数据收发机或寻呼或定位接收机，而且可手持或安装在车辆中，如果需要的话。这里，示出的用户终端分别是手持或安装在车辆中的电话124和126。然而，应理解，本发明的技术可用于固定单元或在需要远程无线服务的固定位置上的单元，包含“室内”以及“室外”位置。
一般，来自卫星116和118的波束以预定模式覆盖不同的地理区域。在不同频率下的波束(称为CDMA信道或“子波束”)可直接重叠相同区域。熟悉本技术领域的人员可理解，可根据通信系统设计或所提供的业务类型以及是否获得空间分集，设计对于多个卫星的波束覆盖或业务区或对于多个基站的天线模式来在给定区域内完全或部分覆盖或重叠。
提出多种多卫星通信系统，其中示例系统采用在LEO轨道中的8个不同轨道平面内运转的大约48个或更多卫星，用于向大量用户终端提供服务。然而，熟悉本技术领域的人员应容易理解如何将本发明的技术用于多种卫星系统和网关结构，包括其它轨道距离和星座图。与此同时，本发明同样可用于具有多种基站结构的基于地面系统。
在图1中，示出一些可能的信号通道用于通过网关120和122在用户终端124和126以及基站112之间或者通信卫星116和118建立通信。线路130和132示出基站-用户终端通信链路。线路140、142和144示出在卫星116和118以及用户终端124和126之间的卫星-用户终端通信链路。线路146、148、150和152示出在网关120和122以及卫星116和118之间的网关-卫星通信链路。网关120和122和基站112可用作一部分单向或双向通信系统或者仅仅将消息或数据传递给用户终端124和126。
图2示出在用户终端106中使用的示例收发机200。收发机200用至少一个天线210来接收传递到模拟接收机214的通信信号，在该接收机处下变频、放大和数字化所述信号。一般，将双工器元件212用来允许相同天线提供发送和接收功能。然而，一些系统采用分立天线来在不同发送和接收频率下进行操作。
将由模拟接收机214输出的数字通信信号传递到至少一个数字数据接收机216A和至少一个搜索器接收机218。此外，可将数字数据接收机216B-216N用来根据可接受的单元复杂度来获得所需程度的信号分集，这对于熟悉本技术领域的人员而言是显而易见的。
将至少一个用户终端控制处理器220耦连到数字数据接收机216A-216N和搜索器接收机218。控制处理器220除了提供其它功能外，还提供基本信号处理、定时、功率和切换控制或协调以及选择用于信号载波的频率的功能。通常由控制处理器220执行的另一个基本控制功能是选择或操作伪噪声(PN)代码序列或正交功能用于处理通信信号波形。由控制处理器220处理的信号可包括确定相关信号强度并计算各种相关信号参数。这种计算信号参数(诸如，定时和频率)可包括用附加或分立的专用电路来提供效率增加或速度增加的测量或者经改进的控制处理资源的分配。
将数字数据接收机216A-216N的输出耦连到在用户终端内的数字基带电路222。用户数字基带电路222包含处理和显现元件，用于将信息传递到用户终端用户，或传递来自它的信息。即，信号或数据存储元件，诸如过渡或长期数字存储器；输入和输出装置，诸如显示屏、扬声器、键盘终端和听筒；A/D元件、声码器和其它语音和模拟信号处理元件；等等，所有这些运用现有技术中已知的元件形成用户数字基带电路222。如果采用分集信号处理，用户数字基带电路222可包含分集组合器和解码器。在控制处理器220的控制下或者在与它的通信过程中可操作这些元件中的一些元件。
当预备声音或其它数据作为由用户终端始发的输出消息或通信信号时，用用户数字基带电路222来接收、存储、处理，否则预备用于发送的所需数据。用户数字基带电路222向在控制处理器220的控制下操作的发送调制器226提供该数据。将发送调制器226的输出传递到功率控制器228，它向发送功率放大器230提供输出功率控制。发送功率放大器230上变频和放大基带信号用于最终从天线210发送。
用户终端200可采用在发送通道中的预校正元件234调整出局信号的频率。通过运用已知的发送波形的上下变频技术来做到这一点。在变通方案中，预校正元件232可形成频率选择或控制机制部分用于在发送功率放大器230中的模拟上变频和调制阶段。
运用现有技术中已知的多种技术可将与接收到的通信信号的一个或多个测得的信号参数或者一个或多个资源共享信号相对应的信息或数据发送到网关。例如，可将信息作为分立信息信号传递或者附在用户数字基带电路222准备的其它消息上。另一方面，可由发送调制器226或发送功率控制器228在控制处理器220的控制下将信息作为预定控制位插入。
用信号相关元件构成数字接收机216A-N以解调和跟踪特定信号。搜索器接收机218用来搜索导频信号或者其它相对固定模式强信号，同时用数据接收机216A-N解调与经检测的导频信号相关的其它信号。然而，为了确定信号强度，在捕获以后可分配数据接收机216跟踪导频信号，以精确确定信号码片能量与信号噪声之比。因此，可监测这些单元的输出以确定导频信号或其它信号的能量和频率。接收机216还采用频率跟踪元件，其中可监测这些元件以向用于要解调的信号的控制处理器220提供当前频率和定时信息。
导频信道仅仅是没有被数据调制的信号，而且可用重复的不变的模式或不变的帧结构类型输入(码型)。即，用来形成对于导频信号的信道的正交函数(这里是沃尔什码)具有恒定值，诸如所有都是1或都是O，或者己知的重复码型，诸如散布1和0的结构码型。这有效地导致只发送由PN码发生器提供的PN扩展码。此外，非功率控制导频信号。即，一般在预定固定功率电平下发送导频信号，其中上述预定固定功率电平不会改变，从而由用户终端精确地确定信号功率。
控制处理器220用这些信息来确定当调整在相同的频带时接收信号偏离振荡器频率的范围。可将这和关于频率误差和多普勒位移的其它信息(如下所述)存储在存储器或存储元件236中，如果需要的话。
Ⅲ．详细发明描述：
图3是示出本发明在完成良好频率搜索过程中的操作流程图。在扩展频谱卫星蜂窝通信系统的环境内描述本发明，其中卫星是在近地轨道(LEO)中而且具有与用户终端相关的大径向速度。然而，熟悉本技术领域的人员应认识到在不用卫星的情况下如何还可将本方法用于由机动传递的信号上。即，存在足够的信号源/接收机移动来产生值得关注的多普勒频移。例如，当运用其它类型的移动中继站或快速移动车辆(诸如，高速列车)时。
在步骤303中，发送检测到的扩展频谱导频信号用来由搜索器接收机218处理。由模拟接收机214将导频信号从接收到的RF频带下变频为基带，在此处对它进行A/D变换。如果入局信号频率与接收机中心频率匹配，则在基带处将信号载波频率转换成DC。这指的是在DC周围形成的中心。然而，近地面轨道(LEO)卫星通信(或快速改变间距的源/用户终端结构)固有的多普勒频移将入局信号移离接收机中心频带之外。由于多普勒频移，使得所得基带信号的扩展频谱不以DC(OHz)为中心或不在其周围，但是具有正或负频移。通常，编码多普勒误差伴随着多普勒频移。
在检测期间，搜索器接收机218确定导频信号是否在由fi和ff限定的预选频率范围内，通常将它称为频率箱体，如图4所示。在图4的Fmax是当系统参数在它们极端时发生的最大可行多普勒频移。即，由fi和ff限定的频率箱体可在-Fmax和+Fmax之间滑动。搜索器接收机218确定频率箱体或搜索范围的边界所在的位置，而且本发明确定哪个频率假定最靠近经检测到频信号的中心频率。注意，图4示出经检测到频信号作为离散频率仅用于显示的目的。实际上，典型的扩展频谱信号的3-dB带宽可以是500kHz宽，它使确定中心频率更加复杂。
在步骤306中，根据图4的ff确定编码多普勒误差。可将该估计用于周期性调节在步骤312中的PN发生器的定时，其中用PN发生器来去扩展导频信号。在步骤309中，用当前频率假定转换导频信号的频谱。频率假定是在图4的频率箱体内的离散频率。用术语“假定”是因为不知道图4的频率中的哪个频率最靠近导频信号的中心频率，直至已处理所有图4的频率。在步骤327中提供当前频率假定值。在一个实施例中，初始频率假定从fi递增到ff，这是较高频率。在另一个实施例中，人们可选择ff作为初始假定，并递减每个假定。
在又一个实施例中，采用对分算法，其中首先将在fi和ff之间的全频率范围二等分，并测试每半个部分用于导频能量。于是，再次将那个获胜的半部分(winning half)二等分并重复上述处理。当细分，频率箱体的数量变大时(假如约16或更多)，这种实施方法比连续搜索要快得多，但是它实施起来稍复杂。
于是，在步骤312中，通过将导频信号与适当的PN系列相乘，去扩展转换的导频信号。在步骤315中，在x数量码片范围内相干地累加去扩展信号采样。在步骤318中，测试能量用于累积的信号采样。在步骤321中，在x码片范围内相干累积能量测试，而且用’m’个这种相干累积来产生对于当前频率假定的能量累积值(EAV)。因此，EAV包含x倍的m码片数据。
在选择x过程中的基本折中是值越大收集能量越有效以精确地确定假定是否正确，但是x的大小和所测试的频率范围的宽度是成反比的。即，x的值越大，所测试的频率箱体或范围的宽度越小。为了避免接收器的范围很窄且要测试的假定的范围更大，选择或调节x在合理的范围内。对于所讨论的示例系统，x的值等于256在要测试的子区间内提供了所需的近似频率带宽，这里约为3KHz。如果将x的值加倍成512，该测试只能“看见”在1.5kHz间隔内的导频，而且必须测试两倍假定来覆盖整个频率范围。
m所用的值越大，所累积的能量越多，而且可测试的每个假定越好。m的大小受到这一事实的限定，即，如果m太大，那么假定测试所费时间太长而且在测试快结束时可能的多普勒误差越大。在上述示例系统中m的较佳值是27，因为在多普勒误差累积过度之前，该值大致如所希望的那么大。因此，在示例实施例中，累积的码片数量设为256，而且用于产生EAV的累积数为27。
在步骤324中，将用于当前频率假定的EAV与由前面的频率假定产生的所存储的最大EAV相比较。如果存储的最大EAV较大，那么不会改变什么，而且发明过程进到步骤327，其中递增频率假定。但是，如果当前频率假定EAV大于前面的最大EAV，那么当前频率假定EAV替换前面的最大EAV以便用于比较由将来频率假定产生的各EAV。选择初始存储的最大EAV值为零或将它设为零，从而用于比较的任何后来的测试值自动更大，而且变成存储值用于后续的假定测试。
在步骤327中，频率假定递增，而且对于新的频率假定重复步骤309至324。对于多个频率假定中的每个，都重复该循环，其中具有最大EAV的频率假定最靠近检测到的信号的真实中心频率。
一般，这所导致的频率区分的等级只受到在fi和ff之间测试的频率假定数量的限定。然而，当导频信号是扩展频谱信号时，在测试的假定数量以及能量累积值的精度之间有一个折中。实际上，编码多普勒误差导致在扩展频谱导频信号和用来去扩展导频信号采样的伪噪声(PN)编码效率之间的时间同步失落。定时误差随着处理时间(以及测试的假定数量)而增加，而且如果不校正，将引起对于在图4频率箱体的后部分中的那些频率假定的错误能量累积值。在一个实施例中，选择假定数量，从而将检测到的导频信号的频率不确定性从23kHz减小导3kHz。
图5是示出用来步骤309中实施本发明的一个实施例的操作流程图。在步骤503中，在从步骤306的处理之后接收到检测的导频信号。在步骤506中，通过数字-模拟变换数字化检测到的导频信号以在8倍码片速率(8×码片)下产生信号采样。在步骤509中根据来自步骤327的输入合成当前频率假定波形。在步骤512中，用当前频率假定波形旋转信号采样，导致转换导频信号频率频谱。于是，在步骤306中去扩展经转换的导频信号。
所转换的导频信号的频谱越接近DC，去扩展操作在压缩扩展导频信号过程中越有效，它最终在步骤321中产生相对较大的能量累积值。图5只是步骤309的一个实施例。另一个实施例是在运用已知模拟混频技术进行模拟-数字转换之前转换导频信号。
为了测试关于接收信号是以F1为中心的假定，用负F1(在RF/IF中实现该转换而且将所有数字旋转器变换都组合起来)，于是进行测试来看是否在DC处检测到能量。为了检测负多普勒假定，用数字旋转器来以正频率偏移转换基带信号。如果多普勒频移是负的，那么正偏移定基带信号在DC处为中心，而且提供良好的能量测试。如果多普勒位移不是负的，那么正偏移不在DC处定为基带信号的中心，但是将它移离为中心的状态，从而导致能量测量质量不好。以类似的方法，通过用数字旋转器以负频率偏移转换基带，测试正多普勒假定，从而企图找基带信号的中心。因此，一般测试能量的电路在DC处都这么做，同时旋转器将不同部分入局信号频谱移到DC用于这些测量。
图6是示出步骤312的一个实施例的操作流程图，其中去扩展导频信号。在步骤603中，从步骤309开始接收转换信号采样。如图5所示，在一个实施例中，在A/D转换期间以8倍码片速率(8×码片)采样导频信号，虽然熟悉本技术领域的人员应理解可在本发明的技术内对于其它应用采用其它速率。在步骤606中，抽选采样以在2×码片的速率下产生两组采样。对于所讨论的目的，一组标为“On-Time”而另一组标为“Late”。通过比0n-Time采样组滞后1/2码片或4个时钟脉冲采样导频信号，来产生Late采样。产生Late采样组以利用该确定将编码多普勒估计建立在ff的基础上，这是在图4的频率箱体中的最后频率假定。如后面所要解释的那样，与只处理一个采样组时所产生的相比，这导致优于多个频率假定的较低编码多普勒定时误差，而且根据图4的频率解释器的中间频率估计编码多普勒误差。
在步骤609中，本发明监测在导频信号采样和去扩展导频信号的PN序列之间累积的编码多普勒定时误差。在步骤612中，按照需要PN序列提前或滞后以校正编码多普勒定时误差。在一个实施例中，以8分之一码片增值递增或滞后PN序列的定时，而且提前或滞后的时间是根据编码多普勒误差估计。在步骤615中，将On-Time采样与复数PN-序列相乘以产生On-Time导频信号的同相(Ⅰ)和正交(Q)去扩展采样。在步骤618中，将Late采样与复数PN-序列相乘以产生Late导频信号的I和Q去扩展采样。在步骤621中，在步骤315中的x数量的码片范围内相干累积On-Time I和Q采样以及Late I和Q采样。
图7是示出步骤324的一个实施例的操作流程图，其中将用于当前频率假定的能量累积值(EAV)与根据多个当前频率假定的最大存储EAV相比较。在步骤703中，从步骤321接收到来自对于当前频率假定的On-Time和Late采样组的EAV。在步骤706,On-Time和Late的EAV与来自多个以前的频率假定的最大储存的EAV相比较。如果最大EAV是这三者中的最大者，那么处理进到步骤715。但是如果On-Time或Late EAV大于最大存储的EAV，那么本方法或处理进到步骤709和712。在步骤709中，On-Time或Late EAV中的较大者替代最大存储EAV用于对将来频率假定做比较。在步骤712中，当前存储频率假定值和它的On-Time/Late状态，替换前面的获胜的频率假定。在步骤715中，确定刚处理的频率假定是否是在图4的频率箱体中的最后频率假定。如果回答为否，那么本发明处理回到步骤327来递增频率假定值并重复步骤309-324。如果回答为是，那么当前存储的获胜频率假定是最靠近如步骤718所示的检测到的导频信号的中心频率的假定。在解调导频信号之后的消息期间将用获胜的频率假定和它的On-Time/Late状态。
Ⅳ．编码多普勒纠错
在一个较佳实施例中，本发明对校正编码多普勒误差实施两个相关改进。第一是根据在图4的频率箱体中的最后频率ff估计编码多普勒误差。该估计用来调节PN发生器的定时以校正任何累积的定时误差。第二个技术是本发明在步骤312-324中处理两组导频信号采样。一组采样标为“On-Time”，而一组标为“Late”，其中在一个较佳实施例中，运用8×采样，通过以时间上滞后于On-Time采样半个码片周期或4个时钟脉冲采样导频信号，产生Late采样组。下面详细描述这些改进。
A．编码多普勒误差估计和PN-发生器定时调节
无论何时出现频率多普勒并发送数字数据比特流，都会发生编码多普勒误差。在前面讨论的一个示例应用中，在发射机和接收机之间的7km/sec靠近速率将导致多普勒比为百万分之23(或23ppm)，以及对于2.5GHz发射机频率的多普勒频移为58kHz。如果发射机数据速率是1.0Mbps，那么编码多普勒误差将是23bps。即，接收到的比特率，这比发送比特率要快23bps。对于有效的去扩展，理想的是在检测到的信号和用来去扩展信号的PN序列之间存在小于一半的码片误差。于是，在该例子中，应将接收机PN-发生器设置在比发射机码片速率快23bps的时钟速率下。
在上述讨论中，通过相对于发射机比特率简单地增加PN-发生器的时钟速率23bps，可以容易地调整编码多普勒误差。这是根据多普勒比23ppm的基础上，其中上述多普勒比是根据已知的58kHz多普勒频移计算得出的。然而，在本发明中，多普勒频移量是未知的。实际上，本发明的目的是找到检测到的导频信号的中心频率，它带有有限的但数量未知的多普勒频移。于是，在一个实施例中，估计编码多普勒误差以调节用来去扩展在本发明的步骤312中的多普勒信号的PN-发生器的时钟速率。
根据等式(1)-(4)计算编码多普勒误差估计，其中为了方便重复下列等式：
fr=ft±fD (1)
fD=ft·[V/c] (2)
rr=rt±rD (3)
rD=rt·[V/c] (4)
其中，
V=发射机相对于接收机的速度
c=在适当媒质中的光速
如上所述，搜索器接收机218确定导频信号是在由如图4所示的fi和ff限定的频率箱体内。只用于编码多普勒估计的目的，本发明假设接收到的导频信号是在频率ff处。运用该假设和等式1和等式2，可计算多普勒比[V/c]，因为已知发射机频率(ft)。根据多普勒比，可以根据等式4计算编码多普勒误差(rD)，因为已知发射机码片速率(rt)。于是，运用等式3的关系，可以估计导频信号码片速率(rp)，它与rt相同，假定已知发射机码片速率(rt)，其中如果fr大于ft可用“+”，而且如果fr小于ft,那么可用“-”。估计导频信号码片速率(rp),本发明的一个实施例保持跟踪在导频信号采样和PN序列之间的累积定时误差(步骤609中),其中在发射机码片速率处名义上产生PN序列。当定时误差达到8分之一码片，那么本发明提前或滞后PN发生器定时以校正累积的定时误差，如图6的步骤612所示。
B．On-Time和Late采样组
如上所述，根据对于图4的频率箱体的ff估计编码多普勒误差。因为编码多普勒误差估计所根据的最明显的频率是在图4的频率箱体中间，假设人们想有最佳机会来使在编码多普勒估计频率和未知实际导频信号频率之差最小。然而，示出基于ff的编码多普勒估计和与通过单个采样组所获得的相比，两个采样组的并行处理导致比多个频率假定更低的定时误差，其中编码多普勒估计是根据频率箱体的中间频率。在上面部分“A”中所讨论的编码多普勒定时校正根据是编码多普勒误差估计。因为该估计是根据在ff处的导频信号，所以将在导频信号和PN发生器之间仍然累积定时误差，除非导频信号偶尔以ff为中心。通过下列关系最佳描述该定时误差：
其中ferr(x)=[实际导频信号码片速率]-[PN发生器码片速率] (6)
Ts=处理1频率假定的时间 (7)
=[步骤315累积的#]·[步骤321累积的#]·Tc
Tc=码片持续时间 (8)
图8是编码多普勒定时误差对本发明处理时间的曲线图。还可标记x轴[频率假定的数量]，因为处理时间随着每个附加频率假定增加。整个处理时间是Ts·[频率假定的数量]。虚线表示当编码多普勒估计是根据频率箱体的中间频率时发生的定时误差，而且只处理一个导频信号采样组。实线表示当编码多普勒估计是根据图4的ff时发生的定时误差，而且并行处理两个导频信号采样组。一个采样组是On-Time和一个采样组是Late，其中在一个实施例中Late组是以比On-Time采样组滞后一半码片周期或4个时钟脉冲被采样的。
当参照图8，必须记住目的是使在多个频率假定下定时误差的幅值最小。图8的On-Time和Late曲线示出连续运用这些假定提供比频率箱体假定的中间值如Middle Bin曲线所示更低的定时误差值。这可在假定fa和fb之间看见，此处Late曲线提供比Middle Bin曲线更低的定时误差。对于比fa少比fb大的假定，其中Late曲线定时误差接近它的最大幅值，On-Time曲线接近它的最小幅值。因为并行处理On-Time和Late采样组，只有在特定频率假定下的一组才需具有低定时误差幅值，从而使得在步骤315中成功地去扩展导频信号。
总之，本发明的一个较佳实施例利用两个相关(但是不同的)改进方法来减轻编码多普勒误差的影响。第一个改进是根据图4频率箱体的fr计算编码多普勒误差估计。用该估计来提前或滞后PN-发生器以校正在处理多个频率假定期间累积的定时误差。本发明的第二个改进是并行处理两个导频信号采样组，而不是一个采样组。在一个较佳实施例中，Late采样组相对于On-Time采样组延迟半个码片。即，结合根据图4最后频率(ff)的编码多普勒估计，当与只处理一个导频信号采样组的方案相比，这导致比多个频率假定更低的整个定时误差幅值。
在上面的讨论中，相对于On-Time采样组，Late采样组延迟1/2码片。这只是一个较佳实施例。其它较佳实施例可延迟Late采样组达除了1/2码片周期之外的其它部分码片。
上面描述只是减少编码多普勒误差的一个实施例。另一个实施例是将编码多普勒估计建立在图4频率箱体的中间值的基础上，而且并行处理三个导频信号采样组。这三个采样组包括：On-Time采样组；Early采样组，其中以在On-Time采样组之前的一小部分码片采样导频信号；和Late采样组，其中以在On-Time采样组滞后的一小部分码片采样所述导频信号。当然，本所述例要求比只处理两个采样组更多的硬件，这在一些情况下可能是个缺点。
V．本发明的方框图：
图9是本发明的一个示例实施例的方框图。在这个实施例子中，本系统包括：模拟-数字变换器903、复数旋转器(complex rotator)906、直接数字合成器909、可编程频率累积器912、信号去扩展器915、相干复数累积器918、能量检测器921、能量累积器924、最大能量-检测器927、编码多普勒校正累积器933、系统时钟936和定时发生器939。
由搜索器接收机218检测带有未知量多普勒位移的导频信号901并传递它以进行处理。搜索器接收机218确定该导频信号901是在由如图4所示的fi和ff限定的频率箱体内。在一个实施例中，导频信号901是复数扩展频谱信号，带有同相(Ⅰ)901a和正交(Q)901b分量。由模拟接收机214将导频信号901从适当RF发送频带开始下变频，但是由于未知量的多普勒频移，导致它的频谱不以DC为中心。
由模拟-数字(A/D)变换器903数字化导频信号901，其中在一个实施例中，以八倍的码片速率(8×码片或8×过采样)产生采样。(熟悉本技术领域的人员一般将扩展信号数字位称为“码片”。由PN发生器输出的PN码或扩展位同样被称为“码片”。)于是，复数旋转器906通过当前频率假定907转换导频信号901的频谱。由直接数字合成器(DDS)909合成当前的假定来产生转换的导频信号910。经转换的导频信号910是带有I和Q分量910a,b的复数。可编程频率累积器912提供带有当前频率假定值911的DDS909。频率累积器912递增在要测试的多个假定范围内的当前假定值911。这由初始频率912a、最后频率912b和假定数912c的编程输入来确定。初始频率和最后频率对应于图4频率箱体的fi和ff。在A/D变换之后用复数旋转器906来转换导频信号的频谱901只是一个实施例。另一个实施例是在A/D变换之前用已知的模拟混频技术转换导频信号901。
在去扩展器915中，通过组合(诸如，通过乘法)信号910与适当的PN码系列将扩展导频信号910去扩展。在一个实施例中，在发送期间，用PN系列扩展同相(Ⅰ)导频信号分量901a，其中从统计观点看来，上述PN系列与用于扩展正交(Q)分量901b的那些是独立的。该实施例提供在共享相同频率信道但具有不同PN码的用户终端之间的附加程度的隔离。为了去扩展导频信号910,915去扩展器将Ⅰ和Q分量910a,b与在发送期间用来扩展分量的相同的各PN系列相乘或者将它们组合起来。
在去扩展器915的一个较佳实施例中，移八倍码片速率(8×码片)至2倍码片速率抽选导频信号Ⅰ和Q分量910a,b，来产生两组采样用于每个Ⅰ 910a和Q 910b分量。将一个采样组标为“On-Time”而将另一个采样组标为“Late”,其中以滞后“0n-Time”采样组的半个码片或4个时钟脉冲采样Late组。于是，去扩展器915产生4个采样组，即：On-Time Ⅰ分量916a；On-Time Q分量916b；LateⅠ分量917a；和Late Q分量917b。与只处理一个采样组相比，并行处理两个采样组导致比多个频率假定低的定时误差。此外，编码多普勒校正累积器(CDCA)933用编码多普勒估计933a定期地调节在去扩展器915PN发生器和导频信号910之间的定时相位。
图10示出去扩展器915的一个较佳实施例，它包括4等分(divide-by-4)的抽选器1003a,b；采样器1006a,b,c,d；延迟元件1009a,b；同相PN-发生器1012；正交PN发生器1015，和乘法器1018a,b,c,d。用4等分抽选器1003a,b抽选导频信号Ⅰ和Q分量910a,b，来产生在2×码片速率下的I和Q信号1004a,b。用采样器1006a,b采样Ⅰ分量1004a，以产生信号1007a,b，其中将1007a信号标为“On-Time”和将1007b信号标为“Late”，其中在延迟元件1009a之后采样Late信号1007b。在一个实施例中，延迟元件1009a相对于On-Time I分量1007a延迟Late I分量1007b达一半码片周期，或4个时钟脉冲。将Ⅰ分量信号1007a,b与由同相PN发生器1012产生的PN系列1013相乘以产生On-Time和Late同相去扩展信号916a,917a。由采样器1006c,d；延迟元件1009b；和正交PN-发生器1015类似地处理Q分量1004b，其中唯一的不同是就统计而言，由正交PN发生器1015所产生的PN-系列独立于由同相PN发生器1012产生的系列。于是，去扩展器915产生4个采样组，即：On-TimeI分量916a；On-Time Q分量916b；Late I分量917a；和Late Q分量917b。
由复数累积器918在x-码片范围内相干累积On-Time I和Q分量916a,b和Late I和Q分量917a,b，以产生On-Time I和Q累积分量919a,b和Late I和Q累积分量920a,b。对于熟悉本技术领域的人员而言，数字累积器是已知的。在一个实施例中，在256码片范围内进行相干累积，但是可用其它周期。累积周期越长，产生的信噪比越高，但是还允许建立编码多普勒误差影响。这些影响将减少PN系列在后来的频率假定处理中去扩展的效率。
能量检测器921测量On-Time分量919a,b和Late分量920a,b的能量。通过添加I和Q分量919a,b的平方以产生On-Time能量采样922，测量On-Time信号能量。类似地，通过添加Late I和Q分量920a,b的平方测量Late信号能量来产生Late能量采样923。能量累积器924在m倍x-码片的周期内(每相干累积倍m的x-码片累积)累积m能量测量，从而产生On-Time能量累积值(EAV)925和Late能量累积值(EAV)926。
于是，把EAV925和926发送导能量最大-检测器927，此处将它们与根据前面多个频率假定的最大存储的EAV928b相比较。如果最大存储的EAV928b是这三者中的最大者，那么无需改变什么，而且频率累积器912立刻递增频率假定值911。但是如果On-Time或Late EAV925,926大于最大存储的EAV928b，那么On-Time或Late EAV925,926中的较大者替换最大存储的EAV 928b用于将来频率假定比较。此外，存储当前频率假定值911作为获胜频率假定928a，它替换前面的获胜频率假定。还标注和存储获胜EAV的On-Time/Late状态928c。
在完成当前EAV比较之后，可编程频率累积器912递增频率假定值911，而且对于新的频率假定重复该循环。在fi和ff之间的多个频率假定范围内重复该循环，而且在测试所有假定之后存储的获胜频率假定928a是最靠近多普勒频移导频信号的中心频率。把获胜频率假定928a和它的On-Time/Late状态928b发送到数字数据接收机216A-N用于调制信号，诸如话务信道或消息信号。
通过输入912c用频率累积器912的初始编程，控制测试的频率假定数。明显地，测试的假定越多，获胜频率假定928a越靠近导频信号的真实中心频率。然而，由于编码多普勒误差效应，使得在测试的假定数和精确地去扩展导频信号910的能力之间存在一折中。在一个实施例中，选择频率假定数，从而本发明将频率不确定性从23kHz变窄至3kHz。
可编程编码多普勒校正累积器(CDCA)933监测导频信号910采样和PN效率1013,1016之间的累积的定时误差，这是因为编码多普勒误差而建立的误差。在一个实施例中，当定时误差大小达到1/8码片时，CDCA933向定时发生器936发出“提前”或“滞后”信号937来校正累积的定时误差。
图9、10和11示出由CDCA933实施的编码多普勒校正的一个实施例。系统时钟939在8×码片速率下产生时钟信号940，如图11所示。定时发生器936是8等分电路，它接收时钟信号940并向去扩展器915提供一般在1×码片速率下的使能信号938a,b，如图11所示。信号938a使能采样1006a,b,c,d和信号938b使能PN发生器1012,1015。这导致运用乘法器1018a,b,c,d和来自PN发生器1012和1015的编码输出去扩展同相信号1007a,b和正交信号1008a,b。
CDCA933是可编程累积器，它根据编码多普勒误差估计934计算和监测在多个频率假定范围内的累积定时误差。当累积的定时误差达到8分之一码片时，CDMA933向定时发生器936发出“提前”或“滞后”信号937。提前/滞后信号937导致定时发生器以比标称的提前或滞后8分之一码片发出PN发生器使能信号938b，这根据校正在导频信号910a,b和PN序列1013,1016之间的累积定时误差需要些什么。如上所述，CDCA933发出提前/滞后信号的频率是根据编码多普勒估计934的。
例如，如果在发送信号中的码片速率大约是1.2288×106码片/秒，而且编码多普勒估计(误差)是40ppm，那么1秒内累积的多普勒误差是(40/106)·1.2288×106码片/秒或大约49.152码片/秒。当用8×采样时，根据每秒产生多少1/8码片确定每秒提前或滞后增值/减值的数。因此，49.152码片/秒的累积误差是393.216(1/8码片)/秒，并要求在多个频率假定测试以校正期间，每秒要发出许多提前或滞后信号。熟悉本技术领域的人员应理解，如何确定适于给定码片速率和采样频率以及非小数值的运用的提前和滞后信号量或递增/递减命令。
Ⅵ．总结
提供较佳实施例的描述使得熟悉本技术领域的人员进行或运用本发明。虽然通过其较佳实施例特别示出本发明，但是熟悉本技术领域的人员应理解形式和细节上的各种变换都落在本发明的构思和范围内。