电源转换设备.pdf

一种电源变换设备，它包含：在对交流电源电压整流后转换为直流电压的转换器；与转换器直流侧相连的平滑电容；将来自平滑电容的直流转换为交流并提供给交流电动机的逆变器；以及控制逆变器交流输出的电压、频率或相位的装置，其特征在于电源变换设备进一步包含根据逆变器交流输出所含与变换器整流相关的纹波频率分量调整逆变器交流输出中频率和相位中至少一个的装置。因此整流纹波引起的跳动现象得到了抑制。

1.  一种电源变换设备，它包含：在对交流电源电压整流后转换为直流电压的转换器；与转换器直流侧相连的平滑电容；将来自平滑电容的直流转换为交流并提供给交流电动机的逆变器；以及控制逆变器交流输出的电压、频率或相位的装置，其特征在于电源变换设备进一步包含根据逆变器交流输出所含与变换器整流相关的纹波频率分量调整逆变器交流输出中频率和相位中至少一个的装置。

2.  一种电源变换设备，它包含：在对交流电源电压整流后转换为直流电压的转换器；与转换器直流侧相连的平滑电容；将来自平滑电容的直流转换为交流并提供给交流电动机的逆变器；以及控制逆变器交流输出的电压、频率或相位的装置，其特征在于电源变换设备进一步包含根据逆变器交流输出电流所含与变换器整流相关的纹波频率分量调整逆变器交流输出中频率和相位中至少一个的装置。

电源转换设备
发明领域
本发明涉及用于由将交流电转换为直流电的变换器和将直流电转换为交流电的逆变器构成的电源转换设备的控制单元，具体而言，本发明涉及适于抑制跳动现象的技术方法，当交流电动机被逆变器变速驱动时，变换器的整流引起的整流纹波导致跳动现象。
背景技术
在包含中间直流级的变换器-逆变器电源转换设备中，当变换器的交流电源特别是单相(例如在交流架空电源线馈送电气轨道的电力滚动台座中)时，在经过整流变换为直流的直流电压中包含了频率两倍于交流电源频率的纹波频率成分。虽然可以通过提高直流级上平滑电容量的电容减少纹波频率成分，但是却难以完全去除纹波频率，而且随着平滑电容值的增加，相关设备的尺寸和重量也相应增加。
当包含上述纹波分量的最终直流电压被逆变器转换为变频变压的交流并且提供给诸如交流电动机之类的负载时，逆变器输出电压和电动机电流中除逆变器工作频率成分之外，还包含了上述纹波频率与逆变器工作频率之差与之和。在这些频率成分中，当工作频率与纹波频率相互接近时，上述差的分量构成低频成分，由于电动机中阻抗在低频时较小，而低频分量下有较大纹波电流通过电动机，所以产生跳动现象，其中由电动机纹波产生扭矩。
例如，JA-A-64-77492揭示了跳动现象如何产生的原理以及如何抑制这种现象的方法。在专利文献所揭示的跳动现象抑制方法中，检测了逆变器直流输入电压的纹波程度，对应工作频率的补偿增益和补偿相差确定了直流输入电压中纹波度的频率纹波度，并且根据频率内的纹波度调整逆变器频率，从而抑制跳动效应。
但是在专利文献揭示的跳动现象抑制方法中，为了获得较好跳动现象抑制效果，需要根据逆变器工作频率调整补偿增益和补偿相位差。而且为了优化抑制跳动效应，除了逆变器工作频率以外，需要考虑电动机输出的差异。但是如果需要考虑逆变器工作频率和电动机输出来调整补偿增益与补偿相位差，则在实践中有控制复杂性和麻烦的问题。
而且正如JP-A-5-83976所揭示的，最近采用逆变器的矢量控制作为感应电动机的控制单元以驱动电气轨道机座，但是在专利文献中未发现利用矢量控制来抑制上述跳动现象。而且发明人发现没有其他涉及抑制跳动现象的文献。
本发明的目标是提供一种电源变换设备和控制方法，即使在逆变器工作频率和电动机输出变化，也可以在不调整复杂增益与相位差的前提下抑制逆变器直流输入电压内所含纹波分量引起的跳动效应。
发明内容
本发明的电源变换设备包含：在对交流电源电压整流后转换为直流电压的转换器；与转换器直流侧相连的平滑电容；将来自平滑电容的直流转换为交流并提供给交流电动机的逆变器；以及控制逆变器交流输出的电压、频率或相位的装置。它利用根据逆变器交流输出所含纹波频率分量调整逆变器交流输出中电压、频率和相位中至少一个并与变换器整流相关的装置。
而且本发明的逆变器控制方法包含以下步骤：将变换器整流交流电压形成的直流电压逆变为交流电并随后提供给交流电动机，这通过控制逆变器交流输出的电压、频率或相位以完成交流电动机的变速控制，根据逆变器交流输出所含与抑制整流纹波引起的跳动现象方向的变换器整流相关的纹波频率分量调整逆变器交流输出中电压、频率和相位中的至少一个。
附图的简要说明
图1为按照本发明实施例的电源变换设备控制单元的功能框图；
图2为当本发明实施例应用于电气轨道机座时电源变换设备的主电路构成图；
图3为图1实施例中本发明特征部分的构成图；
图4为图1实施例中本发明特征部分的另一构成图；
图5为图1实施例中本发明特征部分的另一构成图；
图6为图1实施例中本发明特征部分的另一构成图；
图7A-7E为普通控制方法下各部分的工作波形图；
图8A-8E为按照本发明控制方法下各部分的工作波形图；
图9为按照本发明另一实施例的电源变换设备控制单元的功能框图；
图10为按照本发明另一实施例的电源变换设备控制单元的功能框图；
图11为按照本发明另一实施例的电源变换设备控制单元的功能框图；
图12为按照本发明另一实施例的电源变换设备控制单元的功能框图；
图13为按照本发明另一实施例的电源变换设备控制单元的功能框图；以及
图14为按照本发明另一实施例的电源变换设备控制单元的功能框图。
实施发明的较佳方式
以下描述本发明地实施例。图1示出了控制图2所示电源变换设备中的逆变器的控制单元的功能框图。图2示出了电气轨道中电源变换设备的主电路构成图。首先描述图2。主电路由以下部分构成：变换器13，它经由电弓10和电抗器12对从单相交流电源11馈送至架空电源线9的输入进行整流和转换；平滑电容14，它连接在变换器13的直流侧并平滑变换器13整流的直流电压；以及逆变器，它接收平滑电容14平滑的直流电压作为输入电压并向三相交流电动机16(这里为感应电动机)提供变频和变压的交流电。而且在附图中提供了以下将作详述的用于控制单元的各种检测器，即检测平滑电容14电压ed的电压检测器141、检测从逆变器15至交流电动机16的三相输出电流(U-W相电流iu-iw)的电流检测器151-153、检测逆变器16三相输出电压(Vu-Vw)的电压检测器161以及检测交流电动机16转动频率fr的速度检测器154。
图1中控制单元基于JP-A-5-83976揭示的矢量控制方法。标号31为操作命令产生装置，它产生代表被驱动交流电动机转动坐标系内两个正交轴电流分量的激发电流命令Id*和扭矩电流命令Iq*。标号21为电流矢量计算装置，它根据下面将要详述的方程式(2)对基本逆变器频率finv0下转动坐标系各相的检测即时输出电流iu、iv和iw进行作坐标转换，分解为正交的两根轴的电流分量并计算矢量中的激发电流分量Id和扭矩电流Iq。标号32为电流控制装置，它计算逆变器的输出电压(有效值)V和滑移频率fs的各个命令从而使上述Id和Iq与各个命令Id*和Iq*一致。标号34为逆变器补偿频率生成装置，它根据计算的扭矩电流分量Iq产生逆变器补偿频率fc。标号35和36为加法器，加法器35将交流电动机的转动频率fr与滑移频率fs相加以计算逆变器基本频率finv0，加法器36将逆变器基本频率finv0与逆变器补偿频率fc相加以计算逆变器工作频率finv的命令。标号90为相位计算装置，它根据逆变器工作频率finv计算逆变器输出电压的相位命令θ0(＝2πfinvt其中t为时间)。标号33为PWM脉冲生成装置，它根据逆变器输出电压命令V和逆变器相位命令θ0完成众所周知的脉宽调制控制并产生PWM信号。逆变器15在PWM信号下工作。
本发明的特征在于将逆变器补偿频率生成装置34与加法器36(它被加入普通矢量控制单元的基本结构中)组合。
在详细描述上述控制结构的本发明之前，先描述本发明的原理。
在矢量控制中，激发电流与扭矩电流被独立控制。在第一种方法中，众所周知，将三相交流电动机的各即时相位电流iu、iv和iw分解为上述两个矢量分量，以下详细描述。
下列方程(1)表示没有跳动现象时的三相交流电动机的即时相位电流(fc＝0和finv＝finv0)，其中IM为交流电动机的有效值，t为时间而φ为电动机电流的功率因子角。
iu = 2 IM sin ( 2 πfinv 0 t - φ ) ]]>
iv = 2 IM sin ( 2 πfinv 0 t - φ - 2 3 π ) ]]>
iw = 2 IM sin ( 2 πfinv 0 t - θ + 2 3 π ) · · · ( 1 ) ]]>
下列方程(2)表示当上述即时三相电流被坐标转换为转动2πfinv0相位的转动坐标系内正交的d-q两轴分量(Id，Iq)。其中δ为逆变器输出电压矢量与扭矩电流分量之间的相位差
Id Iq = 2 3 - cos ( 2 πfinv 0 t - δ ) - cos ( 2 πfinv 0 t - 2 3 π - δ ) - cos ( 2 πfinv 0 t + 2 3 π - δ ) sin ( 2 πfin 0 t - δ ) sin ( 2 πfinv 0 t - 2 3 π - δ ) sin ( 2 πfinv 0 t + 2 3 π - δ ) iu iv iw · · · ( 2 ) ]]>
按照方程式(2)获得的计算结果Id和Iq表示finv0分量的激发电流矢量与扭矩电流矢量并且获得如下结果；
Id＝-IM·sin(φ-δ)and Iq＝IM·cos(φ-δ).
以下描述当频率f0的纹波电压叠加在逆变器输入的输出电压上时的实例。在逆变器交流输出电压中，除了逆变器基本频率finv0之外，还产生了代表逆变器基本频率finv0与直流电压纹波频率f0的总和频率分量finv0+f0以及差频分量finv0-f0的频率分量。考虑到频率越低，电动机阻抗越小，引起跳动现象的主要因素是频率分量finv0-f0。因此包含纹波频率分量的电动机电流可以利用finv0和finv0-f0表示如下。其中IM是finv0分量的有效值而IB是finv0-f0分量的有效值。
iu = 2 IM sin ( 2 πfinv 0 t - φ ) + 2 IB sin ( - 2 π ( finv 0 - f 0 ) t + θ 0 - φ 0 ) ]]>
iv = 2 IM sin ( 2 πfinv 0 t - φ - 2 3 π ) ]]>
+ 2 IB sin ( - 2 π ( finv 0 - f 0 ) t + 2 3 π + θ 0 - φ 0 ) ]]>
iw = 2 IM sin ( 2 πfinv 0 t - φ + 2 3 π ) ]]>
- 2 IB sin ( - 2 π ( finv 0 - f 0 ) t - 2 3 π + θ 0 - φ 0 ) · · · ( 3 ) ]]>
其中θ0为直流电压纹波分量的相位而φ0为相对频率分量finv0-f0的电动机功率因子角。
下列方程(4)表示当上述方程式(3)表示的即时三相电流被坐标转换为转动2πfinv0相位的转动坐标系内正交的d-q两轴分量(Id，Iq)。
Id＝-IMsin(φ-δ)+IBcos(2πfOt-θ0-φ0-δ)
Iq＝IMcos(φ-δ)+IBsin(2πf0t-θ0-φ0-δ)    …(4)
由方程式(4)可见，在Id和Iq中，除了分别表示finv0分量的激发电流矢量大小和扭矩电流矢量大小的IM.sin(φ-δ)和IM.cos(φ-δ)之外，分别包含了频率分量f0的d和q轴电流分量。
即，通过检测转换为转动坐标系的电动机电流Id和Iq，基本波电流分量以直流信号形式出现，因此可以容易地取出叠加在直流信号上的纹波频率分量。
在本发明中，f0的电流分量从通过将检测到三相电动机电流转换为转动坐标系获得的Id和Iq至少一个取出，并且将逆变器工作频率(输出频率)finv控制在减少取出f0电流分量的方向上，从而抑制finv0-f0频率上对电动机电流的跳动现象。
以下描述基于上述原理的图1内本发明的特征部分结构。在逆交器补偿频率生成装置34中，f0频率分量从电流矢量计算装置21的扭矩电流Iq提取并根据提取的f0频率分量计算补偿频率fc。随后补偿频率fc被加入逆变器基本频率finv0以生成逆变器输出频率(工作频率)finv，并且根据逆变器输出频率控制逆变器。因此形成电动机电流内所含纹波频率分量的反馈系统，从而不管工作条件如何都可以抑制跳动现象。在本实施例中，利用Iq形成反馈系统，但是由于可以在Id中检测到f0频率分量，所以也可以形成利用Id的反馈系统。
而且由于当逆变器工作频率通过纹波频率时产生跳动现象，所以如果只是在纹波频带附近完成补偿频率fc与逆变器基本频率finv0的相加，则这是足够的。
图3示出了图1中逆变器补偿频率生成装置34详细结构的实例。在图3实施例中，在纹波分量检测器61检测到扭矩电流分量Iq所含频率分量f0之后，在减法器41内将纹波分量检测器61的输出从目标值0中减去并且减法器41的输出被输入至补偿器62。补偿器62产生逆变器补偿频率fc从而使得输入假定为零，即纹波分量减为零。而且作为纹波分量检测器61的特殊结构，例如可以提及只是检测f0附近频率分量的带通滤波器。而且补偿器62是由比例元件和比例与积分元件构成的补偿元件。
图4示出了图1内逆变器补偿频率生成装置34的另一结构实例。在图4的实施例中，在减法器42内将扭矩电流分量Iq从目标值0中减去并且减法器42的输出被输入至纹波分量补偿器63。纹波分量补偿器63例如是具有下列方程式(5)表示的传递函数表示的特性的补偿元件。其中Ks为补偿增益而s为微分算子。
Ks · s s 2 + ( 2 πf 0 ) 2 · · · ( 5 ) ]]>
方程式(5)表示的补偿元件为只在频率f0附近为高增益的补偿元件，并且由于Iq内包含的频率分量finv0为IM×cos(φ-δ)表示的直流分量，所以补偿元件可以只补偿纹波频率的分量而不影响与频率finv0有关的分量。为此，图4的实施例可以实现与图3补偿元件基本相同的的效果，但是减少组成元件。而且由于如果补偿元件传递函数在频率f0附近为高增益则是足够的，所以传递函数并不局限于方程式(5)表示的形式，只要传递函数在纹波频率f0附近有高增益。
在图3和4所示的实施例中，借助扭矩电流Iq的纹波分量进行控制，借助激发电流分量Id的纹波分量完成跳动现象抑制控制。
图5示出了图1中逆变器补偿频率产生装置34的另一种结构。在图5中，来自电流矢量计算装置21的输出Id和Iq被输入扭矩计算装置64，而电动机产生的扭矩根据Id和Iq计算(T＝K·Id·Iq，其中k为常数)。根据计算结果，由纹波检测65例如带通滤波器，检测扭矩纹波，它使代表纹波频率分量的频率分量f0通过，并且在减法器中将纹波分量检测器65的输出从扭矩纹波分量的目标值0中减去，而减法结果被输入补偿扭矩纹波的补偿器66内。这里补偿器66是由比例元件和比例与积分元件构成的补偿元件并且输出逆变器补偿频率fc，从而使得输入假定为零，即扭矩纹波减为零。
由于扭矩纹波是图5实施例的控制目标，所以可以获得更好的电动机扭矩纹波抑制效果。
图6为图1中逆变器补偿频率产生装置34的另一种结构。在图6的实施例中，与图5的实施例一样，由扭矩计算装置67从Id和Iq计算电动机产生的扭矩，并且在减法器44中将计算的扭矩从目标值0中减去(为了使计算的扭矩的相位逆变)，而减法结果被输入带补偿元件的纹波分量补偿器68内，补偿元件具有方程式(5)表示的传递函数并且在纹波分量补偿器68中只有纹波频率分量被提取，的分量被作为逆变器补偿频率fc输出。按照图6的实施例，可以在减少组成元件的前提下达到与图5实施例一样的效果。
传递函数并不局限于方程式(5)表示的形式，只要传递函数在纹波频率f0附近有高增益。
在上述图1中控制单元的逆变器补偿频率产生装置34的几个实施例中，以下借助图3实施例的模拟的工作波形描述按照本发明的优点。模拟条件如下：交流电动机：三相100KW4极感应电动机，逆变器的直流电压：1800V，叠加在直流电压上的纹波电压和频率：100V，120Hz，电动机转动频率fr：110Hz，滑移频率fs：5Hz，以及电动机电流(逆变器输出电流)：150A。
图7A-7E示出了普通控制单元的工作波形，控制单元不包含图1所示逆变器补偿频率生成装置34。图7A示出了逆变器输入电压波形并指示在输入中存在变换器整流交流源60Hz交流电时引起的纹波频率分量。图7B示出了电动机相位电流的波形(逆变器输出电流)，将会观察到工作频率115Hz的电流分量(finv＝fr+fs)叠加在代表工作频率与直流电压纹波频率之差的频率5Hz(＝finv-f0)的跳动频率分量上。在这种跳动下，跳动引起的电流分量使电动机电流中工作频率分量的最大值增大。图7C和7D分别示出了通过将图7B所示电动机相位电流坐标变换为转动坐标系获得的激发电流分量和扭矩电流分量。由图7C和7D可见，纹波频率分量叠加在各电流分量上。图7E示出了电动机的输出扭矩，由图可见纹波频率分量也叠加在输出扭矩上。
图8A-8E示出了按照本发明的工作波形并且对应与图7A-7E相同的事件。尽管图8A示出了逆变器输入电压中的整流纹波的存在，但是电动机相位电流只是包含工作频率分量，并且整流纹波引起的跳动频率分量如图8B所示被抑制。因此激发电流、扭矩电流和电动机输出扭矩的各个分量Id、Iq和T假定每个包含极小的纹波分量的直流量。这些直流量对应工作频率分量并且可以从波形看到按照本发明抑制了与整流纹波有关的跳动现象。
在上述本发明中，通过将包含在扭矩电流分量中的纹波频率分量反馈至逆变器输出频率，抑制电动机电流和扭矩中纹波的产生，并抑制跳动现象的产生。
而且由于本发明采用通过调整逆变器输入频率抑制跳动现象的方法，所以可以通过调整工作区域内逆变器频率抑制跳动现象，其中可以调整多脉冲构成的逆变器输出电压，即使在逆变器输出电压不可能控制时，如在电气滚动台座中使用逆变器输出电压一个周期包含的脉宽为180度(一个脉冲)的逆变器也得以调整。
图9为按照本发明的另一实施例的控制单元的构成示意图。在图9的实施例中，根据直流电压检测装置141检测的直流电压产生补偿频率fc2的补偿频率产生装置38和将补偿频率产生装置38的输出与逆变器工作频率命令相加的加法器37包含在图1的实施例中。补偿频率产生装置38的作用是确定叠加在逆变器输入直流电压上的纹波电压作为直流电压的纹波程度并且将作为补偿频率fc2的对应纹波程度的频率度输出，详情在JP-A-64-77492中揭示。
由于图9的实施例包含了正向馈送补偿功能(直流电压ed的纹波分量被反映在逆变器频率上)和反馈补偿功能(逆变器输出电流内的纹波分量被反馈)，所以可以获得精确而稳定的跳动抑制效应。
图10为按照本发明的另一实施例的控制单元的构成示意图。它与图1采用补偿逆变器输出频率方法的实施例的不同之处在于，图10的实施例采用直接补偿逆变器相位命令的方法，其中根据加法器35输出的逆变器频率命令finv0计算逆变器相位θ0的相位计算装置90的输出与根据扭矩电流分量Iq中纹波频率分量输出补偿相位θc的补偿相位计算装置40的输出在加法器39中相加。而且补偿相位计算装置40由图3-6中所示任意一种补偿元件构成。PWM脉冲产生装置33根据逆变器输出电压有效命令V和逆变器输出电压相位命令θ产生驱动逆变器的PWM信号。
由图10的实施例可见，与前面的实施例一样，直接补偿逆变器输出相位也可以获得跳动现象抑制效果。
在上述按照本发明的实施例中，控制对象是矢量控制单元，但是本发明的控制对象并不局限于矢量控制单元。图11示出了应用本发明的电压/频率恒定控制单元，即V/F控制单元。在图11的实施例中，与图1标号相同的元件的功能基本上是相同的，因此不再赘述。标号50为滑移频率命令产生装置，并且滑移频率命令产生装置50输出的滑移频率命令fs被加入检测的电动机转动频率fr以产生基本波形频率finv0。在电流矢量计算装置21中，电动机相位电流iu-iw经过相对基本波形频率相位的坐标转换转换为转动坐标系以计算扭矩电流分量Iq。标号51为输出正比于基本波形频率finv0的电压命令的V/F恒定控制装置。标号34为逆变器补偿频率产生装置，它根据上述计算的扭矩电流分量Iq产生逆变器补偿频率fc。逆变器补偿频率fc和基本波形频率finv0被相加以产生逆变器工作频率(输出频率)命令finv。标号33为PWM脉冲产生装置，它根据逆变器输出电压命令V和相位命令θ0产生PWM信号以完成众所周知的脉宽调制控制。逆变器15在PWM信号下工作。这里逆变器补偿频率产生装置34由图3-6中任意一种装置构成。但是当采用图5和6所示的装置时，电流矢量计算装置21还计算激发电流分量以利用该结果。
在按照本发明的V/F控制中，由于没有包含电动机的控制激发电流分量和扭矩电流分量的控制系统以假设它们的目标值，所以电流矢量计算装置21计算的扭矩电流分量或激发电流分量并不对应真实值。这是因为计算的分量的轴偏离电动机转动坐标系的实际d-q轴。据报道，这种轴偏移随电动机频率减小而增大。但是考虑到引起跳动现象的频带在100Hz附近，而该区域内的轴偏移较小，所以计算的Iq和Id的可能的精确度减小值也较小。
因此，在本实施例中，叠加在逆变器输入直流电压上的逆变器补偿频率fc只是在整流引起跳动现象的纹波频率附近加入基本的波形频率finv0，所以跳动现象抑制的效果与图1实施例获得的基本相同。
如上所述，本发明的一个特征是不管逆变器控制方法如何(例如矢量控制和V/F控制)，都可应用本发明。
在按照本发明的上述实施例中，描述了跳动现象抑制方法，其中检测了扭矩电流分量Iq、激发电流分量Id或电动机扭矩T中的纹波分量并且将检测的分量反馈至逆变器输出频率。但是由于逆变器直流输入功率的即时值，即逆变器直流电压即时值与直流输入电流的即时值的乘积正比于电动机扭矩的即时值，所以显然如果检测到逆变器直流输入功率的即时值中的纹波分量并反馈至逆变器输出频率，则也可以抑制跳动现象。
图12为按照本发明的另一个实施例的控制单元的构造图。它与采用根据电流矢量计算装置21检测的扭矩电流分量Iq中的纹波频率分量补偿逆变器输出频率的方法的图1实施例不同之处是采用补偿逆变器输出电压命令V的方法。标号70为补偿电压产生装置，它根据检测到的扭矩电流分量Iq产生逆变器输出电压的补偿电压Vc。标号71为加法器，其中补偿电压Vc被加入电流控制装置32产生的电压命令V并且输出输出电压命令。这里作为补偿电压产生装置70的详细结构，采用图3或4所示的控制电路。例如当采用图3所示的控制电路时，由纹波分量检测电路61和包含补偿元件(例如输出补偿电压Vc的比例和积分元件)的补偿器62检测扭矩电流分量Iq中的纹波频率分量f0，从而使得f0分量为零。
按照本实施例，在逆变器输出电压的非饱和区域可以获得与图1实施例基本相同的效果。
图13为按照本发明另一个实施例的控制单元的结构示意图。它与图1实施例的不同之处是频率由逆变器输出电压补偿。标号72为电压矢量计算装置，其中各个检测的逆变器相位即时输出电压Vu-Vw经过坐标转换转换为转动坐标系并且矢量计算正交两轴上的电压分量Vd和Vq。这样获得的电压分量中至少一个分量(图13实施例为Vq)被输入逆变器补偿频率产生装置73，由此产生用于补偿纹波频率分量的补偿频率fc，并且产生的补偿频率fc被加入逆变器工作频率finv0。
这里作为逆变器补偿频率产生装置73的详细结构，采用图3或4所示的控制电路。例如当采用图3所示的控制电路时，由纹波分量检测电路61和包含补偿元件(例如输出补偿电压Vc的比例和积分元件)的补偿器62检测扭矩电压分量Vq中的纹波频率分量f0，从而使得f0分量为零。
按照本实施例，与图1的实施例相比，需要提供逆变器输出电压的检测器和专门补偿纹波频率分量的电压矢量计算装置。但是由于通过直接检测引起跳动现象的逆变器输出电压正和负侧的电压不平衡来实现补偿，所以补偿精度和响应特性极佳。
在图13的实施例中，根据扭矩电压分量Vq中的纹波频率分量补偿频率。但是不用频率补偿，也可以用相位θ0进行补偿。
图14为按照本发明另一个实施例的控制单元的结构示意图。它与采用根据扭矩电压分量Vq中纹波频率分量补偿逆变器输出频率的方法的图13实施例的不同之处在于采用补偿逆变器输出电压命令V的方法。标号74为补偿电压产生装置，它根据检测的扭矩电压分量Vq产生逆变器输出电压的补偿电压Vc。标号75为加法器，它将补偿电压Vc加入电流控制装置32产生的电压命令V以输出输出电压命令。这里作为补偿电压产生装置74的详细结构，采用图3或4所示的控制电路。例如当采用图3所示的控制电路时，由纹波分量检测电路61和包含补偿元件(例如输出补偿电压Vc的比例和积分元件)的补偿器62检测扭矩电压分量Vq中的纹波频率分量f0，从而使得f0分量为零。
按照本实施例，在逆变器输出电压的非饱和区域可以获得与图13实施例基本相同的效果。
工业实用性
按照本发明，通过检测逆变器输入电压整流纹波引起的交流电动机电流的纹波作为转动坐标系中的电流分量，只有引起整流纹波的分量被精确提取，并且提取的分量用于反馈补偿，所以即使在逆变器的工作频率和电动机输出改变时，也可以无需复杂的增益调整和相位调整即可抑制逆变器输入电压中的纹波分量引起的跳动现象。而且，通过上述措施，即使在逆变器输入直流电压中有纹波出现，也可以抑制跳动现象，因此可以减小设备中平滑电容的容量。
因此本发明针对驱动利用直流电的变速交流电动机的逆变器，通过变换器整流交流电可以获得直流电，本发明特别适用于单相交流驱动轨道的电气轨道机座(它总是会增加整流纹波)和家用电器(空调器、冰箱和洗衣机之类)，其中电动机由逆变器控制。