脉宽调制式逆变装置 本发明涉及一种用于把直流电源变换成交流电源或直流电源的脉宽调制式逆变装置。
通常，为了从一个直流电源获得交流电压，已经广泛地使用脉宽调制式逆变器。设计一个脉宽调制式逆变器以便通过利用半导体开关来交替改变提供给一个负载的电压极性，由此产生交流电压。该脉宽调制式逆变器包括多个半导体开关，这些半导体开关连接成桥式电路并且利用来自一个驱动电路的驱动输出来控制这些半导体开关的导通-关断。来自驱动电路的驱动输出交替地使半导体开关导通和关断，这些半导体开关在桥式电路中对角地设置，以便于在负载的两端上可以产生一个交流电压。在图1中，示出了一种逆变器电路的例子，该逆变器电路包括两个串联连接的半导体开关元件2和5。开关元件2，5与直流电源1并联连接。另外两个彼此串联连接的半导体开关元件4，3也分别地与直流电源1和半导体开关元件2，5并联连接。二极管D2，D3，D4，D5分别地与开关元件2，3，4，5并联连接，以便于它们的连接极性与直流电源1的极性相反。一个负载7通过一个输出电路6被连接在开关元件2和5之间的连接点与开关元件4和3之间的连接点之间，以便构成一个桥式电路。
一个控制电路8接收输出电路6的一个输出电流或输出电压作为一个输入信号。设置电流检测器以便检测流到每个开关元件2，3，4，5中的电流。每个电流检测器产生电流信号S12，S13，S14，S15，这些电流信号与在每个开关元件中的电流相对应，并且这些电流信号S12，S13，S14，S15被提供给控制电路8。控制电路8产生开关控制信号SS2，SS3，SS4，SS5，以便根据这些输入信号来控制这些开关元件2，3，4，5中各自的转换时间，由此控制开关元件2，3，4，5的操作。
在这个逆变器电路中，开关元件2和开关元件3是一对开关而开关元件4和开关5也是一对开关。因此，一对开关元件和另外一对开关元件被交替地导通和关断。应该指出：作为这类电路的一个问题是用于使半导体开关元件导通和关断的转换周期是相对长的，并且这个转换周期导致限制了操作频率，以便于不可能获得高频操作的逆变器电路。
日本专利特许公开号昭60-174069中建议：在如图1中所示地逆变器电路中，设置附加的半导体开关元件，这些开关元件具有更快的开关速度和更高的导通电压，而且与串联连接的一对半导体开关元件中的各自对应的开关元件并联连接。参照在图1中所示的电路，建议把附加的半导体开关12，13分别地与半导体开关元件4，3并联连接。在该建议的逆变器电路中，首先通过把一个驱动信号提供给开关元件2，然后，在开关元件2已经完全地变为导通之后，把该驱动信号提供给与开关元件3并联连接的开关元件13，以便给负载提供一个输出电压。然后，在开关元件13已经完全地变为导通之后立刻给与开关元件13并联连接的开关元件3提供一个驱动信号，以便使开关元件3导通。当由直流电源1给负载提供的电源被切断时，提供给开关元件3的驱动信号首先被切断。然后，在电流完全地被转移到与开关元件3并联连接的开关元件13中之后，立刻使开关元件13关断。
在上述特许公开中描述的逆变器电路的结构和控制的目的在于减小开关损耗。然而，在这个电路中，具有更快的开关速度和更高的导通电压的开关元件只与构成桥式电路的四个开关元件之中的两个开关元件并联设置，而对另外的两个开关元件没有采取措施。因此，在负载是电感的情况下，没有这种附加开关元件与其并联连接的开关元件在导通损耗方面可能没有改善，这是因为在这些开关元件被导通和关断的时间期间循环电流仍然存在。此外，用于驱动开关元件的驱动信号需要按照适当顺序被设置，这导致增加了控制的困难。
此外，在1995年日本电器工程师学会，工业应用协会的年会收集的论文No．214中一个名为“无噪音高效逆变器”的文章中，建议把一个具有小的开关损耗但具有大的导通损耗的绝缘栅双极晶体管(IGBT)与一个具有小的导通损耗但具有大的开关损耗的主晶体管并联连接，并且控制一个开关时间，使在主晶体管开关转换时IGBT总是导通，以便减少开关损耗和导通损耗。在这个建议的电路和控制方案中，根据主晶体管用于导通的开关时间、导通时间和用于关断的开关时间的总和来确定IGBT的最小导通时间。然而，由于常规晶体管的开关时间通常比IGBT的开关时间长几倍，所以在此提出的控制方案不能获得逆变器的高频操作。
考虑到上述的情况，本发明的一个目的是提供一种脉宽调制式逆变器，该脉宽调制式逆变器使得容易地减少它的尺寸和重量以及具有能够实现减小开关损耗和高效的高频操作的能力。
为了实现上述的目的，根据本发明的一种脉宽调制式逆变装置包括彼此串联连接的第一和第二电流控制型半导体开关元件，这两个电流控制型半导体开关与直流电源并联连接。二极管分别地与第一和第二半导体开关元件中各自对应的一个开关元件并联连接，二极管的连接极性与直流电源的极性相反、一个连接第一和第二半导体开关元件的导线与一个输出电路连接。然后通过交替地转换第一和第二半导体开关元件产生一个输出。电阻性半导体开关元件分别地与第一和第二半导体开关元件中各自对应的一个开关元件并联连接，该电阻性半导体开关元件具有一个比第一和第二半导体开关元件更高的开关速度和具有一个电阻-电流特性，该电阻-电流特性根据电流量产生一个电压降。在交变输出电流的半个周期中，在输出电流大于与最大电流对应的预定比值的时间周期期间，控制开关时间，以便于在给第一和第二半导体开关元件提供一个开关控制信号之前对电阻性半导体开关元件产生开关控制信号，在提供给第一和第二半导体开关元件的开关控制信号已经被终止之后的一个预定周期之后终止给电阻性半导体开关元件提供开关控制信号。此外，在交变输出电流的半个周期中，在输出电流低于与最大电流对应的预定比值的时间周期期间，控制该开关时间，以便于不产生提供给第一和第二半导体开关元件的开关控制信号，由此只通过电阻性半导体开关元件的开关操作来产生输出。
在本发明的另一个实施例中，该脉宽调制式逆变装置除了串联连接的第一和第二电流控制型半导体开关元件之外，还设置有另一组电流控制型半导体开关元件，例如，彼此串联连接的第三和第四电流控制型半导体开关元件。第三和第四电流控制型半导体开关元件组成的一组开关元件与第一和第二电流控制型半导体开关元件并联连接。连接第三和第四半导体开关元件的导线与输出电路以及第一和第二半导体开关元件连接。具有比第三和第四半导体开关元件更高的开关速度和具有产生电压降的电阻-电流特性的电阻性半导体开关元件也与第三和第四半导体开关元件中各自对应的一个半导体开关元件并联连接。在这种逆变器中，通过交替地转换第一和第二半导体开关元件组成的一组开关元件和第三和第四半导体开关元件组成的一组开关元件产生输出。其它方面与前面所述的逆变装置相同。
在本发明的逆变器中，电阻性半导体开关元件分别地与第一和第二半导体开关元件中各自对应的一个开关元件并联连接，或分别地与第三和第四半导体开关元件中各自对应的一个开关元件并联连接，在一个交变输出电流的半个周期中，在输出电流大于与最大电流对应的预定值时的第一个周期期间，在给第一和第二半导体开关元件提供开关控制信号之前产生提供给电阻性半导体开关元件的开关控制信号，并且在提供给所述第一和第二半导体开关元件的开关控制信号已经被终止之后经过一个预定周期的时间点终止给电阻性半导体开关元件提供开关控制信号。因此，在这个周期期间，具有小开关损耗的电阻性半导体开关元件在电流控制型半导体开关元件导通之前被导通，然后比电流控制型半导体开关元件稍后被关断。此外，在交变输出电流的这半个周期中，在输出电流低于与最大电流对应的预定值时的一个第二周期期间进行控制，以便只通过电阻性半导体开关元件的开关操作来产生输出，其能够在输出电流过零附近进行开关操作。因为电阻半导体开关元件的开关时间即使与常规双极晶体管和绝缘栅双极晶体管的开关时间相比也短几倍到十倍，所以电阻性半导体开关元件上的电压降也能够被抑制到一个低数值。
在本发明中，MOS场效应晶体管可以被用于电阻性半导体开关元件。在本发明中，在第二周期期间流过开关元件的电流小于在第一周期期间流过开关元件的电流。因此，当MOS场效应晶体管被用作为电阻性半导体开关元件时，由于即使与其它相似种类的晶体管相比较，例如绝缘栅双极晶体管(IGBT)，MOS场效应晶体管显示了非常低的电压降特性，所以能够相对地减小开关损耗。
通过检测在输出电路上的输出电流可以确定用于确定第一和第二周期的输出电流数值。在另一个方面，通过检测在开关元件上的电流也可以确定输出电流数值。
通过下面结合附图进行的详细描述和权利要求，本发明的这些和其它方面将会更清楚。
图1是表示一个常规逆变器电路的一个实例的电路图。
图2是一个与图1类似的电路图，但是它表示根据本发明的逆变器电路的一个实施例。
图3是一个表示在图2所示实施例的一个输出波形与一个控制周期之间的相互关系的示意图。
图4是一个表示在图2所示实施例中的开关元件的操作时间安排(timing)的波形图，其中在图4(a)中示出了在周期T1期间的时间安排，在图4(b)中示出了在周期T2期间的时间安排。
图5是一个表示典型的绝缘栅双极晶体管与场效应晶体管的电流／电压降的特性图。
图6是一个表示与图2类似的本发明的一个第二实施例的电路图。
图7是表示控制电路的一个实例的电路图。
以下参照附图来描述本发明的实施例。
图2是一个类似于图1但表示实现本发明的一个逆变装置的电路图。在图2中与在图1中对应的部件由相同的参考标号来表示，并且将省略对这些相同部件的详细描述。半导体开关元件2，3，4，5是由电流控制型的双极结型晶体管(BJTs)构成。在本发明举例说明的实施例中，一个由MOS场效应晶体管组成的电阻性半导体开关元件9与半导体开关元件2并联连接。类似地，一个由MOS场效应晶体管组成的电阻性半导体开关元件12与半导体开关元件5并联连接，该半导体开关元件5与半导体开关元件2串联连接，并且由MOS场效应晶体管组成的电阻性半导体开关元件11，10分别地与各自对应的半导体开关元件4，3并联连接，半导体开关元件4，3分别地与半导体开关元件2，5并联连接。
控制电路8接收：一个来自输出电路6的输出电流或输出电压信号、一个代表流过一组开关元件2，9的电流的开关元件电流信号S12、一个代表流过一组开关元件3，10的电流的开关元件电流信号S13、一个代表流过一组开关元件4，11的电流的开关元件电流信号S14和一个代表流过一组开关元件5，12的电流的开关元件电流信号S15。如在图1中所示的，控制电路8产生驱动信号SS2，SS3，SS4，SS5，用于控制由双极结型晶体管组成的半导体开关元件2，3，4，5的开关操作。该控制电路8还产生驱动信号SF9，SF10，SF11，SF12，用于控制由MOS场效应晶体管组成的电阻性半导体开关元件9，10，11，12的开关操作。这些驱动信号被提供给各自的开关元件以便控制这些开关元件。
图3和图4示出了在图2中所示逆变装置的开关操作的时间图。在图3中所示的虚线表示一个以正弦波方式变化的负载电流，该负载电流与逆变装置的输出电流相对应。在根据本发明控制开关时间时，相对于一个最大电流值P的一个特殊的额定数值例如被确定为最高电流值P的45％数值值，如在图3中由b表示的。通过利用这个预定数值，在输出电流高于数值b的第一个周期T1与输出电流低于数值b的第二个周期之间改变对开关时间的控制。
参照图4，图4(a)是一个表示在第一个周期T1期间在每个开关元件中的驱动信号和电流的波形图。在第一个周期中的时间t1上驱动信号SF9，SF10被提供给开关元件9，10，使电流开始流过开关元件9，10。然后，在相对于时间t1具有一些延迟的时间t2时，驱动信号SS2，SS3被提供给与开关元件9，10并联连接的开关元件2，3，以便于电流也开始流过开关元件2，3。随流过开关元件2，3的电流上升，流过开关元件9，10的电流开始减少。然后，在时间t3时，提供给开关元件2，3的驱动信号被切断，以便于流过开关元件2，3的电流下降。在开关元件2，3上的电流变为零时的时间t4上，提供给开关元件9，10的驱动信号被关断，使流过开关元件9，10的电流减少到零。
然后，在时间t5时，提供给开关元件11，12的驱动信号被导通，使流过开关元件11，12的电流开始流动。然后，在一个预定时间延迟之后，在时间t6时，提供给开关元件4，5的驱动信号被导通，使流过开关元件4，5的电流上升。结果，流过开关元件11，12的电流开始减少。然后，在时间t7时，提供给开关元件4，5的驱动信号被关断，使流过开关元件4，5的电流被减少到零。随着流过开关元件4，5的电流减少，流过开关元件11，12的电流相对地增加。在时间t8上流过开关元件4，5的电流达到零时，提供给开关元件11，12的驱动信号被关断，使在开关元件11，12上的电流减少到零。在这种方式中，在周期T1期间，通过重复对开关元件2，3和开关元件9，10的操作时间进行控制和重复对开关元件4，5和开关元件11，12的操作时间进行控制来形成脉冲，该脉冲的大小与在图3中所示的正弦波是一致的。开关元件2，3和开关元件4，5的操作时间与开关元件9，10和开关元件11，12的操作时间能够容易地被控制，例如，通过相对于一个参考波形，像三角形波或类似波形设定两个不同的数值，然后把上述的操作时间确定为在参考波形与这两个数值中各个数值相交时的时间。
在输出低于数值b时的周期T2期间，在如图4(b)中所示时间t9时，开关元件9，10的驱动信号被导通，使电流开始流过开关元件9，10。然后，在时间t10时，开关元件9，10的驱动信号被关断，使流过开关元件9，10的电流减少到零。然后，在时间t11时，开关元件11，12的驱动信号被导通，使电流开始流过开关元件11，12。在时间t12时，通过关关断关元件11，12的驱动信号使电流减少到零。在这种方式中，通过交替地重复开关元件9，10的操作时间控制和开关元件11，12的操作时间控制来形成在图3中所示的输出脉冲。在周期T2期间，只有电阻性半导体开关元件的开关元件9，10，11，12被导通和关断。
图5示出了典型的场效应晶体管(FET)和绝缘栅双极晶体管(IGBT)的电流／电压降特性。横轴表示通过晶体管的电流值并且该电流值从左至右是减小的。竖轴表示晶体管上的电压值并且该电压值向上是增加的。折线A表示场效应晶体管的数据而折线B表示绝缘栅双极晶体管的数据。如从图5中看到的，在电流值是低的工作区域中，场效应晶体管具有比绝缘栅双极晶体管更低的电压特性。在本发明中，在电流值是低的周期T2期间，只通过控制电阻性半导体开关元件来确定操作时间，例如控制像场效应晶体管这样的电阻性半导体开关，在周期T2它能够使电阻损耗明显地被减小。
图6示出了本发明的另一个实施例。在这个实施例中，附加的谐振电路13，14被加到在图2中所示的逆变器电路中。如在谐振电路14中描述的，这些谐振电路设置有彼此串联连接的半导体开关元件15，16并且开关元件15，16与开关元件4，3并联连接。二极管17，18分别地与至少开关元件15，16中的一个对应开关元件并联连接，并且其连接与直流电源1极性相反。连接开关元件15，16的导线通过一个电感器19和一个电容器20与连接开关元件4，3的导线相互连接。设置一个电流检测器用于检测开关元件15，16上的电流，来自该电流检测器的信号被输入给控制电路8。由控制电路8形成用于驱动谐振电路14的开关元件15，16的驱动信号SS15，SS16，然后把该驱动信号提供给开关元件15，16。以与谐振电路14相同的方式形成谐振电路13，然后把该谐振电路13与彼此串联连接的开关元件2，5相连接。在图6中，SS22和SS25表示驱动信号，用于驱动在谐振电路13之内的开关元件(没有示出)。由于提供了谐振电路13，14，通过利用在周期T1期间的谐振现象，能够使具有低开关速度的半导体开关元件2，3，4，5在零电流条件下被导通和关断变为可能。
图7示出了根据本发明的控制电路的一个实施例。这个控制电路设置有比较器31，32。一个与在两个数值b1和b2之间较高的数值b1对应的基准信号被输入给比较器31的一个基准信号端，而一个与较低数值b2对应的基准信号被输入给比较器32的一个基准信号端。一个三角波基准信号b被提供给每个比较器31，32的另一个输入端。因此，当基准信号b高于数值信号b1时，由比较器31产生一个信号“a”，而当基准信号b高于数值信号b2时，由比较器32产生一个信号“a′”。由于数值信号b1大于数值信号b2，所以由比较器32来信号“a′”在信号“a”的前面开始并且比信号“a”稍后的结束。该控制电路还设置有一个逆变器开关选择电路33，该逆变器开关选择电路33具有操作电路34，代表在开关元件上的各个电流的电流信号被提供给该操作电路34。当在每个开关元件上的电流等于或小于一个与输出电流对应的预定比值时，操作电路34把它的输出信号提供给或门电路35。比较器31的一个输出也提供给或门电路35。因此，周期T2期间，当经过一组开关元件，例如一组开关元件4，11或一组开关元件3，10的电流变为低于与输出电流相关的预定值时，或门电路35中断来自比较器31的输出，以便防止该输出经过开关元件。该控制电路能够控制上述半导体开关元件的操作时间。