变频交流感应电动机谐波利用方案 本发明涉及一种交流感应电动机及其变频调速控制系统。
随着电子技术的发展，变频调速的交流感应电动机在各个领域得到广泛应用，在一定程度上取代了直流电动机。在感应电动机变频调速中，谐波电流和谐波磁势的影响是一个突出的问题。目前克服谐波电流的方法，就是精密控制电流的通断时刻，以使电流尽可能接近正弦状态，这就需要增大功率开关器件的通断频率，从而导致功率开关器件发热损耗上升。而对于谐波磁势，这是由电机定子结构和绕组所决定，消除是有限的，它会引起电机震动，并产生杂散损耗。本发明针对这一问题，提出一种变频交流感应电动机谐波利用方案，使低级次谐波电流和低级次谐波磁势影响消除，并能保留低级次谐波电流和低级次谐波磁势合成的有用的旋转磁势；同时，利用三次谐波的旋转磁势和基波旋转磁势迭加，在同功率情况下，很大降低了电动机铁心中磁感应强度的最大值，无疑可降低电机的磁滞损耗，利用这一特点，如果保持电机的最大磁感应强度不变，还可提高其输出功率。
为了阐明本发明的构思，首先讨论三相感应电动机中的谐波问题：
设三相感应电动机中任何一相通入单位电流，在电动机的磁路气隙中产生分布磁势，由于磁势的正负半周期旋转对称、正半周期或负半周期前半部分和后半部分对称，因而磁路气隙中A、B、C三相地单位电流的磁势可展成下述三角函数表达式：
FA＝f1cosα+f3cos3α+f5cos5α+…＝[f(6n-5)cos(6n-5)α+f(6n-3)cos(6n-3)α+f(6n-1)cos(6n-1)α]
FB＝f1cos(α-120°)+f3cos3(α-120°)+f5cos5(α-120°)+…
＝[f(6n-5)cos(6n-5)(α-120°)+f(6n-3)cos(6n-3)(α-120°)+f(6n-1)cos(6n-1)(α-120°)]
FC＝f1cos(α-240°)+f3cos3(α-240°)+f5cos5(α-240°)+…
＝[f(6n-5)cos(6n-5)(α-240°)+f(6n-3)cos(6n-3)(α-240°)+f(6n-1)cos(6n-1)(α-240°)]
上述α表示磁路气隙中点的位置角坐标。
而A、B、C三相电流也可以展开成三角函数表达式(不含3的整倍数次谐波)：
IA＝I1cosωt+I5cos5ωt+I7cos7ωt+...＝[I(6m-5)cos(6m-5)ωt+I(6m-1)cos(6m-1)ωt]
IB＝I1cos(ωt-120°)+I5cos5(ωt-120°)+I7cos7(ωt-120°)+...
＝[I(6m-5)cos(6m-5)(ωt-120°)+I(6m-1)cos(6m-1)(ωt-120°)]
IC＝I1cos(ωt-240°)+I5cos5(ωt-240°)+I7cos7(ωt-240°)+...
＝[I(6m-5)cos(6m-5)(ωt-240°)+I(6m-1)cos(6m-1)(ωt-240°)]
(2)
近似认为电机磁化过程是线性的，因而磁路气隙中，各相磁势是上述(1)、(2)式中对应式之积：FA(α,t)＝FAIA＝{[f(6n-5)cos(6n-5)α+f(6n-3)cos(6n-3)α+f(6n-1)cos(6n-1)α]}{[I(6m-5)cos(6m-5)ωt+I(6m-1)cos(6m-1)ωt}}＝f(6n-5)I(6m-5)cos(6n-5)αcos(6m-5)ωt++f(6n-3)I(6m-5)cos(6n-3)αcos(6m-5)ωt+f(6n-1)I(6m-5)cos(6n-1)αcos(6m-5)ωt++f(6n-5)I(6m-1)cos(6n-5)αcos(6m-1)ωt+f(6n-3)I(6m-1)cos(6n-3)αcos(6m-1)ωt+f(6n-1)I(6m-1)cos(6n-1)αcos(6m-1)ωtFB(α,t)＝FBIB＝{[f(6n-5)cos(6n-5)(α-120°)+f(6n-3)cos(6n-3)(α-120°)+f(6n-1)cos(6n-1)(α-120°)}}{[I(6m-5)cos(6m-5)(ωt-120°)+I(6m-1)cos(6m-1)(ωt-120°)}}＝[f(6n-5)I(6m-5)cos(6n-5)(α-120°)cos(6m-5)(ωt-120°)+f(6n-3)I(6m-5)cos(6n-3)(α-120。)cos(6m-5)(ωt-120°)++f(6n-1)I(6m-5)cos(6n-1)(α-120°)cos(6m-5)(ωt-120°)+f(6n-5)I(6m-1)cos(6n-5)(α-120°)cos(6m-1)(ωt-120°)++f(6n-3)I(6m-1)cos(6n-3)(α-120°)cos(6m-1)(ωt-120°)+f(6n-1)I(6m-1)cos(6n-1)(α-120°)cos(6m-1)(ωt-120°)]FC(α,t)＝FCIC＝{[f(6n-5)cos(6n-5)(α-240°)+f(6n-3)cos(6n-3)(α-240°)+f(6n-1)cos(6n-1)(α-240°)}}{[I(6m-5)cos(6m-5)(ωt-240°)+I(6m-1)cos(6m-1)(ωt-240°)]}＝[f(6n-5)I(6m-5)cos(6n-5)(α-240°)cos(6m-5)(ωt-240°)+f(6n-3)I(6m-5)cos(6n-3)(α-240°)cos(6m-5)(ωt-240°)++f(6n-1)I(6m-5)cos(6n-1)(α-240°)cos(6m-5)(ωt-240°)+f(6n-5)I(6m-1)cos(6n-5)(α-240°)cos(6m-1)(ωt-240°)++f(6n-3)I(6m-1)*cos(6n-3)(α-240°)cos(6m-1)(ωt-240°)+f(6n-1)I(6m-1)cos(6n-1)(α-240°)cos(6m-1)(ωt-240°)]
(3)
上式中三相磁势均沿气隙径向，上式三式相加，就是气隙中总磁势分布：F＝FA(α，t)+FB(α，t)+FC(α，t)＝＝{1.5f(6n-5)I(6m-5)cos[(6n-5)α-(6m-5)ωt]+1.5f(6n-1)I(6m-5)cos[(6n-1)α+(6m-5)ωt]++1.5f(6n-5)I(6m-1)cos[(6n-5)α+(6m-1)]ωt}+1.5f(6n-1)I(6m-1)cos[(6n-1)α-(6m-1)ωt]
(4)
上式中每一项都表示一个旋转磁势，但它们的旋转速度和方向有着不同，对于第一、四项其角速度分别为：dαdt=6m-56n-5ω---(5)]]>dαdt=6m-16n-1ω---(6)]]>对于第二、三项，其角速度分别为：dαdt=6m-56n-1ω---(7)]]>dαdt=-6m-16n-5ω---(8)]]>
(5)、(6)式表示正向旋转的角速度，特别在右边分式分子和分母相等时，其旋转速度ω，例如基波电流和基波磁势、五次谐波电流和五次谐波磁势、七次谐波电流和七次谐波磁势各自合成的旋转磁势(分别成为基波旋转磁势、五次谐波旋转磁势、七次谐波旋转磁势)其旋转速度为ω，这些都对电机的运转起作用。但是右边分式分子和分母不相等时其旋转速度就不ω，例如七次谐波电流和基波磁势合成的旋转磁势旋转速度为7ω，而基波电流和七次谐波磁势合成的旋转磁势旋转速度为(1/7)ω。这些旋转磁势的旋转速度都不和基波旋转磁势旋转速度同步。转差率s接近于1或者小于0，效率极低。
(7)、(8)式表示负向旋转的角速度，其转差率s大于1，它们对电机运转起着制动作用。例如基波电流和五次谐波磁势合成的旋转磁势旋转速度为(-1/5)ω，五次谐波电流和基波磁势合成的旋转磁势旋转速度为(-5)ω。
图1直观表示了以上计算结果，图中11所示的圆形符号，代表由它所在行表示的谐波磁势和所在的列表示的谐波电流合成的旋转磁势是以ω速度旋转的。而12所示的三角形符号，代表上述旋转磁势和ω转向相同，但不同步。13所示的正方形符号，代表上述旋转磁势和ω转向相反。14所示的线条，代表上述旋转磁势不存在。由图可明显看到，在三相交流感应电动机中存在着大量低级次谐波电流和低级次谐波磁势合成的旋转磁势，它们和基波磁势旋转速度不同步，对电机的运转起到不同程度负面作用。即使电流中不存在低级次谐波，但电机的谐波磁势总是存在，它和基波电流依然形成和基波磁势不同步的旋转磁势，对电机的不良影响仍然存在。
从上面对三相交流感应电动机的谐波计算方法，可以推广到对任意相交流感应电动机进行分析。
设q(q＞3)为电机的相数，并假定q为奇数，任何相邻两相在定子中排列角度相差360°/q，任何相邻两相通入电流的相角差也是360°/q，第k相单位电流的磁势可表示为：
Fk＝f(2n-1)cos[(2n-1)(α-(k-1)360°/q)] k＝1、2、3、…q
第k相电流可表示为：
ik＝I(2m-1)cos[(2m-1)(ωt-(k-1)360°/q)] k＝1、2、3、…q
电机气隙中总磁势分布为：
F＝Fkik＝{f(2n-1)cos[(2n-1)(α-(k-1)360°/q)]}{I(2m-1)cos[(2m-1)(ωt-(k-1)360°/q)]}
{f(2n-1)I(2m-1)cos[(2n-1)(α-(k-1)360°/q)]cos[(2m-1)(ωt-(k-1)360°/q)]}
＝0.5f(2n-1)I(2m-1)cos[(2n-1)α-(2m-1)ωt-[(2n-1)-(2m-1)](k-1)(360°/q)]}+
+{0.5f(2n-1)I(2m-1)cos[(2n-1)α+(2m-1)ωt-[(2n-1)+(2m-1)](k-1)(360°/q)]}
＝0.5 q f(2n-1)I(2m-1)cos[(2n-1)α-(2m-1)ωt]+
+0.5 q f(2n-1)I(2m-1)cos[(2n-1)α+(2m-1)ωt]
上式第一和号内的表达式表示角速度为dαdt=(2m-1)(2n-1)ω]]>旋转磁势，第二和号内的表达式表示角速度为dαdt=-(2m-1)(2n-1)ω]]>旋转磁势。显然谐波电流的级次(2m-1)和谐波磁势的级次相等时，其角速度为ω。由上式可以看出，在(2n-1)+(2m-1)＜q的情况下，除了存在角速度为ω的旋转磁势，没有其它速度的旋转磁势。如果q较大，合成非ω转速的旋转磁势的谐波电流的级次或者谐波磁势的级次就较大，对电机的负面影响就较小。图2给出了15相电机的谐波情况，图中符号的意义同图1。
对于q为偶数时，计算时以180/q代替360/q，结论同奇数情况相仿。另外上述对多相电机计算中，电流表达式隐含了电流的每半周期前半部分和后半部分对称，事实上，没有这个对称，仍然可以得到上面的结论，只不过计算稍加复杂而已。
利用上述分析结果，我们会在几个方面得到好处：1、在电机控制中，低级次的谐波电流主要形成和基波旋转磁势相同转速ω的谐波旋转磁势，不必要过分消除，这就可以降低电子开关器件的开关频率，这将导致电子开关器件功耗降低、寿命延长；2、恰当的控制三次谐波旋转磁势，因为它和基波旋转磁势旋转速度同步，迭加后，可以减小电机内磁感应强度的最大值，这样不仅增加了电机功率，而且还降低了磁性材料超过饱和的可能。这将有助于提高电机的功率储备和过载能力。3、由于相数的增加，尽管结构形式上比较复杂，但单路电子开关器件容量极大减小，这从另一个角度解决了电子开关器件大功率、高频率的矛盾，易于实现大功率电机变频控制；4、由于克服了低级次谐波对电机负面影响，提高了电机的效率。
因此，本发明的总体构思为：
如图3所示，交流感应电动机的相数q大于3，每相绕组1的输入端通过两个开关器件2、3，分别连接直流电源的正极和负极；开关器件2、3可以是电子开关器件，还可以是一定的机械机构构成的开关器件；每相绕组的输入端还连接上续流二极管4的正极和下续流二极管5的负极，上续流二极管4的正极和下续流二极管5的负极再分别连接到直流电源的负极和正极；对任何两相流入输入端基波电流的相位差，由开关器件控制，与这两相的输入端之间所夹的电角度相等。流入每相绕组的电流由开关器件控制可以包含低级次的谐波电流，特别是三次谐波电流。各相绕组另一端(以下称为绕组的末端)可用下述几种方法连接：(1)全部共接(如图3)，(2)分成若干组，各组共接(例如，绕组相数是5的整数倍，将互隔72°的5个绕组末端共接，则各相绕组电流中不含5的整数倍次谐波成份)，(3)分成若干组，各组共接，共接端再和其它绕组连接(如图5)。
以下给出一个全距绕组电机采用调制信号的方法来实现电流控制的实施例：
设F(α-ωt)为转速为ω的基波旋转磁势和一系列拟保留的谐波旋转磁势迭加形成的旋转磁势，则对其中一相，这个旋转磁势感应电动势为e可表示为：
上式中k是一个常数。
近似认为e和端电压u相等，即端电压和这个合成的旋转磁势具有相似的形式。如图4所示，取调制波40与电机基波旋转磁势和拟保留的低级次谐波旋转磁势合成的旋转磁势具有相似形状，令它和一个三角载波41进行比较，调制波正半周时，三角波下降沿和调制波交点作为电机其中一相输入端连接电源正端的开关器件导通时刻，而三角波上升沿和调制波交点作为该相输入端连接电源正端的开关器件关断时刻；调制波负半周时，三角波上升沿和调制波交点作为该相输入端连接电源负端的开关器件导通时刻，而三角波下降沿和调制波交点作为该相输入端连接电源负端的开关器件关断时刻。电机的其它各相电流通断的控制与此类似，但对应的调制波相对于上述调制波须平移一个时间间隔，使两调制波中基波的相位差恰好等于该两相输入端之间电角度。
采用上述方法，电机中电流保留了事先拟定保留的低级次谐波电流，可以使电机磁路中磁感应强度幅值极大下降。如果再加大基频电流使电机磁路中磁感应强度的最大值保持原幅值大小，可以提高电机的输出功率。但这种做法仅能限制在短时间内，这是因为单位电流产生的三次谐波磁势的幅值都较低，形成一定的三次旋转磁势，需要较大的三次励磁电流，这势必加大励磁损耗(尽管如此，这种做法极大提高电机的功率储备和过载能力，仍然很有意义)，为了克服这一缺陷，以下给出利用三次谐波的另一种较好的方案。
其做法如图5所示，电机绕组1相数q大于3且为3的奇数倍，任何输入端电角度互差120°的三相绕组1的末端共接，再分别连接一个三次谐波绕组50的输入端，这些三次谐波绕组末端共接。三次谐波绕组在电机中分布，按形成3p对磁极的定子绕组分布(其中p是绕组1的磁极对数)，并使任意一相绕组1和其连接的三次谐波绕组50通路通入电流时，绕组1在磁路气隙中产生的磁势N极的中心，与三次谐波绕组50在磁路气隙中产生磁势的一个S极中心重合(如图6所示)。每相绕组1的输入端输入的电压为基波电压和三次谐波电压的迭加。
对于上述做法构成的电机工作时，如果在电机绕组1施加含有基波和三次谐波的电势，由于任何输入端电角度互差120°的三相绕组1的末端共接，三次谐波电流不可能在电机绕组1之间形成回路，因此三次谐波电流必须流经三次谐波绕组50，产生三次谐波旋转磁势，而三次谐波绕组单位电流产生的三次谐波磁势的幅值很高，根据电机电势平衡原理，可知三次谐波励磁电流不会很大，由于三次谐波旋转磁势与基波旋转磁势同步，并在基波磁势峰值处与三次谐波磁势的波谷重合，互相抵消，降低了旋转磁势的最大值。
以下给出一个采用机械机构作为开关器件实现变频交流感应电动机谐波利用的实施例。
如图7所示，通过分电装置20将直流电压引入交流感应电动机的每相绕组的输入端；分电装置20由转子30和电刷8构成；转子30的周向表面分布两个导电半环6；导电半环6分别和转子30两端部的导电环9电连接；两个导电环9分别和一个电刷10接触；两个电刷10分别连接直流电源的正负极；两个导电半环6之间具有周向绝缘间隔7；电刷8连接交流感应电机的输入端，并和转子30外周表面接触。
显然，通过上述机械装置在电机的输入端施加的电压波形是一个类似的矩形波，包含较多的谐波成份。另外，电机调频时，电压应随频率增高而升高，当上述机械装置每个导电半环6和周向绝缘间隔7各自对转子30的轴心所张圆心角是一个固定值时；直流电源须有调压装置，使直流电源的电压随电机的输入端电压基波频率增高而升高。
采用下述方法，无须增设直流电源调压装置，就可以实现直流电源的电压随电机的频率增高而升高。如图8所示，每个导电半环6和周向绝缘间隔7沿转子30轴向分布宽度是变化的，即对转子(30)的轴心所张圆心角沿轴向是变化的；电刷8相对于转子在轴向可以运动，当调节电机转速时，转子转速由低到高变化，电刷由一定控制装置控制从导电半环宽度小的一侧向宽度大的一侧移动，反之亦然。
以下对附图进行说明：
图1图2分别是三相感应电动机谐波分析图和十五相感应电动机谐波分析图，图中11所示的圆形符号，代表由它所在行表示的谐波磁势和所在的列表示的谐波电流合成的旋转磁势是以ω速度旋转的。而12所示的三角形符号，代表上述旋转磁势和ω转向相同，但不同步。13所示的正方形符号，代表上述旋转磁势和ω转向相反。14所示的线条，代表上述旋转磁势不存在。图3是本发明总体结构原理图，图中1是交流感应电机的绕组，2、3是开关器件，4是上续流二极管，5是下续流二极管。图4是全距绕组电机采用调制信号的方法来实现电流控制调制原理图，图中40是调制波，41是三角载波。图5是利用三次谐波的一种较好方案原理图，图中50是三次谐波绕组。图6是图5中绕组1和三次谐波绕组50各自产生磁势的位置关系图。图7是采用机械机构作为开关器件实现变频交流感应电动机谐波利用的实施例结构图，图中6是导电半环，7是绝缘间隔，8是电刷，20是分电装置，30是转子。图8是图7中转子30展开平面图，9是导电环，10是电刷。
本发明提出的变频交流感应电动机谐波利用方案可以提高电机运行的平稳性，降低震动和噪声，提高电机的运行效率，提高电机导磁材料利用率，提高电机的功率，降低半导体开关器件开关频率，从而减少了半导体开关器件的管耗，延长了控制系统寿命，尤其适合于大功率交流感应电动机，是一种理想的变频交流感应电动机的改进方案。