具体实施方式
本发明的优选实施例包括具有最大横向分离度的五声道解码器和七
声道解码器，但所参照的一般设计原理也可用于声道数与此不同的解码
器。
在设计被动型矩阵中，编码假设采用标准杜比环绕声矩阵，而解码
器有这样四路输出：左输出为左输入乘以1，中输出为左输入乘以0.7(严
格说来是
![]()
或0.701)加上右输入乘以0.7，右输出为右输入乘以1，
而后输出为左路输出乘以0.7与右路输入乘以-0.7之和。
图1示出了信号关系如上的现有技术的被动型杜比环绕声矩阵解码
器1的简化原理图。LEFT(左)和RIGHT(右)音响信号分别加到输
入端2、4上，分别由单位增益的缓冲放大器6和8缓冲。这两路信号还
以上面所规定的比例在信号组合器10和12内组合。缓冲器6、8的输出
分别加在LEFT和RIGHT输出端14、16上，而信号组合器10、12的
输出加在CENTER(中)和SURROUND(环绕)输出端18、20上。
如前面所述，这个矩阵在所有方向上的增益恒定不变，而所有输出
在输入是去相关的情况下振幅相等。
可以将这种被动型矩阵的设计扩展到多于四个声道的情况。如果我
们希望有一个左后扬声器，就可以利用适当的矩阵元得出相应的信号，
但需要满足以下附加条件以便形成唯一解：信号的去相关分量的响度在
所有输出中应相等，以及在相反的方向上应具有高的分离度。
各矩阵元由输出的方向角的正弦和余弦给出。例如，如果将方向角
a定义为对于一个正左输出a＝0°，而对于一个前中的输出为90°，那么中
声道的矩阵元就为：
左矩阵元＝cos(a/2) (1)
右矩阵元＝sin(a/2) (2)
因此，对于a＝90°，两个矩阵元都为0.71，如标准杜比环绕声矩阵
所规定的那样。
由式(1)和(2)定义的矩阵元对于a＝0(正左)至a＝180°(正右)
都适用，其中左矩阵元的符号有改变。对于左后象限，a为0°至-90°，因
此右分量的符号为负的。然而，在中后，α＝270°或-90°，因此两个分量
相等但符号相反，在这种情况下传统上右信号系数为负的。这可以通过
将式(1)和(2)中的a的范围表示为[-90°，270°)加以明确，其中方括
号蕴涵包括相邻的极限值，而圆括号蕴涵这个极限值不包括在范围内。
两路输出之间的分离度定义为用分贝(dB)表示的一路输出中的信号
与另一路输出中的信号的电平差。因此，如果有一个正左信号，右输入
分量为零，从而在左和正前输出中的分量分别为1和0.71乘以左输入信
号。于是，分离度为电平比0.71或-3dB(通常省去负号)。
任何两个角度相差为90°的方向之间的分离度对于这个矩阵来说始
终为3dB。对于相差小于90°的方向，分离度将小于3dB。例如，在正后
(a＝-90°)和左后(a＝-45°)的两路输出将具有下式给出的分离度：
分离度＝cos(45°)×L/(cos(22.5°)×L)＝0.77
＝2.3dB (3)
这种情况可以通过采用主动型矩阵而得到改善。采用主动型矩阵的
目的是增大在解码器输入端存在定向编码信号时相邻输出之间的分离
度。我们可能也产生这样的疑问，这种解码器在输入完全是由去相关的
“音乐”组成时如何工作，而在存在由一个定向信号和音乐组成的混合
信号时又如何工作。在此，我们将用词“音乐”来标记任何这样合成的
去相关信号，使得前面所指的假设可根据立体声输入信号得出的两个定
向控制信号实际上为零。
以下设计准则可用于任何主动型矩阵，现有技术中的一些解码器也
都不同程度上满足这些准则。
A.在没有去相关信号时，与重放定向信号无关的那些声道的输出应
最小。例如，要在右至正前中间处重放的信号不应在右、后声道内产生
输出。类似，要在正前重放的信号不论在左或右输出内都不应有输出。
(这就是成对混合原理扩展到环绕声重放的情况)。
B.解码器对于各有向信号的输出应具有相等的响度而与编码方向
无关。也就是说，无论一个恒定电平的定向分量定在哪个方向，各路输
出的平方和应是恒定的。大多数当前技术的解码器都没有很好地满足这
个准则，总有响度误差，但这些误差在实际上并不显著。这就是等响度
准则。
C.输入信号中的音乐(即去相关的)分量的响度在所有输出声道内
应是恒定的，无论输入信号中的定向分量的方向如何，无论定向分量与
音乐的相对电平如何。这个要求意味着每路输出的矩阵元的平方和在矩
阵元随方向改变时应保持恒定。当前技术中的解码器不满足这个准则，
而且通常可明显察觉。这可以称为恒定功率准则。
D.重放仅去相关音乐与重放仅定向信号之间的过渡，随着它们的相
对电平的改变应平滑进行，而在音响的视在方向上没有偏移。当前技术
的解码器程度不同地也违背了这个准则。这个准则可以称为恒定方向准
则。
在必需遵从杜比定向逻辑(Dolbg Pro-Logic)规范的胶片解码器中，
通常使用的环绕声重放系统并不应用上述的准则D，而是必需满足以下
准则E。
E.预定来自室内前方从左经中央至右任何方向的信号在输入信号
中只有很小或没有去相关信号(即不存在音乐)时应在电平上相对在被
动杜比环绕声矩阵中信号的电平提升3dB。在音乐是优势输入信号(不
存在定向分量)时，这电平不提升。因此，在解码器从仅音乐信号向纯
有向编码信号过渡时，前半空间中的定向信号的电平应得到提升。
与杜比定向逻辑规范匹配的解码器的最佳设计应使去相关音乐在所
有声道内都是恒定的，除了有强定向编码信号的那些输出，这些声道内
的音乐在电平上可以与定向信号相对音乐的强度成正比地增大，最大为
3dB。音乐电平在任何不存在定向编码信号的输出中都不应减少。这个准
则可以称为最小增益浮动准则。
在所有现行的主动型矩阵解码器中，一个隐含的处理原则是在不存
在定向编码信号时矩阵应回复为前面所述的实现数目符合要求的输出声
道的被动型矩阵。这个假设初看显得是合理的，但从心理声学感觉的观
点来看，这既非必要也不是所希望的。按本发明构成的解码器用以下要
求代替这个假设。
F.主动型矩阵解码器无论在重放音乐信号期间还是在重放有定向
编码信号的音乐信号期间都应具有最大的横向分离度。例如，音乐信号
具有仅在左侧的小提琴声和仅在右侧的大提琴声，那么这些位置应得到
保持，与同时存在的定向信号的强度或方向无关。这个要求仅在一个强
的定向编码信号正在从不应重放它的输出中被消去的情况下才可放宽。
在这些情况下，音乐在电平上将下降，除非改变矩阵元，从与定向的方
向相反的方向向受影响的声道附加更多的能量。这将降低分离度，但这
种分离度的降低在有一个强的定向编码信号的情况下不容易听出来。
要求高分离度(特别是在没有定向编码信号时)是根据心理声学得
出的。现有技术将矩阵设想为固有对称的，所有方向处理为同样重要。
然而，实际上不是这样。人有两个耳朵，在观看电影或欣赏音乐时通常
面朝前，因此对从前面和后面来的声音感觉是不同的。
分离度最高为4dB的声场与分离度高于4dB的声场之间有着非常大
的差别。(在CBSSQ矩阵中考虑到这一点，使得被动型解码器的横向分
离度超过8dB，但牺牲了前后分离度)。以我们看来，分立五声道胶片
重放与传统的矩阵重放之间的差别是由于环绕声道之间的横向分离度低
造成的。Greisinger证识到这个要求(F)的重要性，在美国专利
No.5,136,650中揭示了一种六声道解码器，其中增添了两个声道分别配置
在听众的两侧。这两路输出具有对左后和右后两个输出声道所要求的特
性，只要输出的定向分量方向转到前半空间。也就是说，它们无论定向
分量的方向如何都降低定向分量的电平，而且在没有定向编码信号时具
有充分的左右分离度。上述专利中所描述的这些输出在有定向信号时对
于非定向编码的音乐不保证恒等电平，这个缺点在本发明中得到纠正。
上述专利中的编码器设计经某些修改后用来制造一些市售的解码
器。这些解码器的矩阵设计在后半空间是用试探法研究的，但一般还能
满足前面所述的这些要求。然而，与可以再改善的相比音乐上有较大的
“脉动”，而且左后与右后输出之间定向信号的泄漏也高于所要求的电
平。这里所谓的“脉动”是指定向控制信号根据定向编码信号的方向改
变时造成的可感觉到的音乐信号的变化。
由于这两个原因，就必需改进解码器设计，本发明正是在这方面努
力的结果。本发明得出，以上A至F这些要求唯一地确定了一个矩阵。
下面将对此进行数学说明。
为了简化数学问题，在设计解码器中假设的编码器是一个简单的左
右摇摄器(pan pot)。在定向控制从左经中央至右时，使用的是如前面
式(1)和(2)所示的标准正弦-余弦曲线。这两个式子可以改写为：
L(左)＝cost (4)
R(右)＝sint (5)
其中
t＝a/2 (6)
在以上前方定向控制模式中，角t从0°改变到90°。对于在室内后
半空间从左经后(环绕)至右的转向，右声道摇摄器输出极性反相。这
可用以下一对式子表示：
L＝cost (7)
R＝-sint (8)
正后定向控制发生在t＝45°时，而对左、后之间中间位置的左环绕
的定向控制发生在t＝22.5°时。
注意，这种编码与前面所述被动型矩阵的矩阵元的相似性。然而，
这里定向控制角除了2，而对于后方定向控制直接示出了符号的改变。
在设计解码器时，必需首先确定要提供哪些输出和随着输入编码定
向控制角的改变怎样改变每路输出中输入的定向分量。在以下的数学描
述中，这个函数可以是任意的。然而，为了满足等响度准则的要求B，
使得在一个信号在两个输出之间转移时保持响度不变，对于振幅函数只
有一些明显的选择。
假设要有前左、前右和前中输出，各路输出的振幅函数假设为角t
两倍的正弦或余弦。例如，在t从左(t＝0°)至中(t＝45°)变化时，输
出振幅应为
左输出＝cos 2t (9)
中输出＝sin 2t (10)
右输出＝0 (11)
在t从中至右(t＝45°至90°)变化时
左输出＝0 (12)
中输出＝sin(2t-90°)＝-cos 2t (13)
右输出＝cos(2t-90°)＝sin 2t (14)
从这些函数可以得出各声源在左、中之间和在右、中之间的最佳配
置。从这些函数也可以得出一些对矩阵问题的非常简单的解。在以上这
两种情况中，任何预期在室内后部重放的输出信号都应始终为零。
在设计五声道型的改进解码器时，一个方向定在室内后半空间的左、
右环绕(t＝0至t＝22.5°)之间的信号应有：
左后输出＝sin 4t (15)
右后输出＝0 (16)
而方向定在左环绕、正后之间时，总的后部输出应保持不变。用来获得
这种效果的矩阵元不是恒定的，而是变化的，使得在转到正后方向时矩
阵中将右输入转至左后输出的元变为零。
在七声道的实施例中，在t从0°至22.5°改变时，在左侧和左后两路
输出中的输出应相等，并与sin 4t正比地平稳上升。在t从22.5°至45°
改变时，左侧的输出逐渐降低6dB，而左后的输出逐渐增高2dB，保持
总响度(各输出的平方和)不变。
如上所述，在这种改进的解码器中，即使在定向信号方向转到正后，
左后与左后的输出也对去相关音乐具有最大的分离度，因为矩阵中将右
输入转至左后输出(和将左输入转至右后输出)的元为零，从而得到完
全分离。虽然右后对于定向信号在定向控制角为0°至22.5°时具有零输出，
但是矩阵中为了达到这个目的可所的元还是作了适当调整以保证音乐输
出不变，从而与左后的音乐输出有很小的相关。
为了进一步降低环绕场中的相关性，七声道实施例中还在侧声道中
加了15ms左右的延迟，而在五声道和七声道型中后声道都延迟25ms左
右。
一旦在各定向控制条件下为各输出选定了响度函数(这些函数是左
右对称的)，就可计算出各矩阵元与定向控制角的函数关系。
一种标准的杜比环绕声设备使所有的环绕声扬声器同相连接，一些
采用杜比的影院也是这样装备的。然而，如前面结合图1所说明的标准
被动型矩阵在左后和右后的输出上存在一个问题。从左至环绕的摇摄导
致L(左)与L-R(左后)之间的转移，而从右至环绕的摇摄导致从R
(左转至R-L(右后)此，这两路输出在完全于正后定向时相位相反。
美国专利No.5,307,415中所揭示的Fosgate 6轴解码器以及其他一些解码
器都有这种相位异常情况。在聆听这些解码器重放的音响中，由于转向
后方的声音(例如飞机飞过)而引起的这种相位反相感觉上不能接受，
因为后方声音既单薄又有相位上的问题。本发明的解码器配置了一个移
相器，使右后输出在正后定向时符号翻转。这个移相器做成所提供的相
移是中输出与环绕输出的对数比的函数，而且在前方定向时无效。为此
配置的典型移相器将在下面结合图5a和5b加以说明。
现实的编码器并是像上面所提到的摇摄器那样简单。然而，通过细
选择检测输入的转向角的方法，由于标准的四声道编码器而造成的问题
可以在很大度上得到克服。
因此，即使是一个用四声道编码器编码的标准胶片解码时在后半空
间也有充分的定向控制。
图2示出了按现有技术构成的标准编码器21，如原Greisinger的美
国专利No.5,136,650中的图1所示，有四个输入信号L、R、C和S(分
别表示左、右、中和环绕)加在相应的输入端22、24、26和28上，送
至所示的这些信号组合器和移相器。输入端22上的左(L)信号23和输
入端24上的中(C)信号25分别以比例1和0.707送至信号组合器30，
而输入端26上的右(R)信号27和中(C)信号25以同样的比例送至
信号组合器32。信号组合器30的输出31送至移相器34，而信号组合器
32的输出33送至另一个同样的移相器38。输入端28上的环绕(S)信
号29送至第三个移相器36，它具有比移相器34、38还滞后90°的相位。
移相器34的输出35与0.707倍的移相器36的输出37一起送至信号组合
器40。同样，移相器38的输出39在信号组合器42内与0.707倍的移相
器36的输出37组合。编码器的输出A和B分别为信号组合器40和42
的输出信号41和43。
在数学上，这些编码器输出可以用以下两个等式表示
左输出(A)＝L+0.707C+0.707js (17)
右输出(B)＝R+0.707C+0.707js (18)
虽然一个标准的四声道编码器将不能与五声道分立的胶片配合，但
可以设计一个能与本发明的改进解码器配合得很好的五声道编码器。下
面将结合图3说明这种编码器。
新编码器48的这些附加器件加在上述图2所示标准编码器21之前。
左、中、右信号51、52、53分别加在图3的输入端50、52、54上。
在左、中、右声道中，分别将具有相移函数φ(f)(示为φ)的全通移相
器56、58、60插入信号通路。左环绕信号63加在输入端62上，然后通
过一个相移函数为φ-90°的全通移相器66。右环绕信号65加在输入端
64上，送至φ-90°的移相器68。
信号组合器70将来自移相器56的左移相器输出信号57与0.83倍
的来自移相器66的左环绕移相输出信号67组合，形成标为L的输出信
号71，通过输出端76送至标准编码器21的左输入端22。
类似，信号组合器72将来自移相器60的右移相器输出信号61与
-0.83倍的来自移相器68的右环绕移相输出信号69组合，形成标为R的
输出信号73，通过输出端82送至标准编码器21的右输入端26。
类似，信号组合器74将-0.53倍的来自移相器66的左环绕移相器输
出信号与0.53倍的来自移相器68的右环绕移相输出信号69组合，形成
标为S的输出信号75，通过输出端80送至标准编码器21的环绕输入端
28。
中移相器58的输出信号59标为C，通过输出端78送至标准编码器
21的中输入端24。
图3所示编码器具有这样的特性：任何分立输入LS、L、C、R、
RS的信号将产生一个编码信号，它可用本发明的解码器正确重放。在两
个环绕输入LS、RS中同相的信号将产生一个正后转向的输入，而在两
个环绕输入中反相的信号将产生一个无转向信号，因为标准编码器的输
出A与B将是正交的。
图3的编码器与图2的标准编码器结合后的数学表示可用以下形式
给出。
A＝(L+j0.83LS)+0.71C+0.38(LS-RS) (19)
B＝(R-j0.83RS)+0.71C-0.38(LS-RS) (20)
所有现行的采用主动矩阵的解码器都是根据输入信号所提供的信息
来控制各矩阵系数的。所有现行的解码器，包括本发明的解码器，都通
过求出经整流和平滑的左、右输入信号A和B、它们的和A+B、它们的
差A-B这些的对数来得到这个信息。将这四个对数相减后就得出左、
右信号比l/r的对数以及和、差(即中、环绕)信号比c/s的对数。在本
说明中，l/r和c/s都用分贝表示。因此，如果左声道比右声道响，l/r就
为正；如果信号定向在前方，即和信号大于差信号，c/s就为正。在以上
这种五声道被动型编码器中各衰减值选择成使得在只有LS输入驱动时
产生相同的l/r值，这可以理解为在角t设定为22.5°(后)时利用简化的
编码器来设计解码器。在这种情况下l/r为2.41，也就是8dB左右。
对于一个用简化的编码器分配到两个输入声道使得A＝cost和B＝
±sint的单声道信号，l/r与c/s不是独立的。为了求出定向控制角t，我
们只需要求出左电平除以右电平的反正切即可。如果将正左定义为t＝0°，
则有
t＝90°-arctan(10^((cl/r)/20)) (21)
其中l/r用dB表示，如上所述。
然而，由于这两个电平只是在幅度上进行比较，因此为了确定方向
是在前方还是在后方，我们必需知道c/s的符号，正为前方方向，负为后
方方向。
实际上，送至解码器的输入信号并不是从一个摇摄器得出的，而是
从如图2所示的编码器得到的，这种编码器应用了正交移相器。此外，
除了转向的信号外几乎总是有去相关的“音乐”存在。
在以下说明中，将确定矩阵元的问题分为四个部分，这取决于在用
哪个编码空间象限，是左前、左后、右前还是右后象限。
我们将假设一个七声道解码器具有左前、中央、右前、左侧、右侧、
左后和右后各路输出。对于每路输出必需确定两个矩阵元，这些矩阵元
对于不同的定向象限是不同的。由于矩阵具有左右对称性，因此右前和
右后象限的系数可以通过相对前后轴反映来求出，所以这里仅推导左前
和左后的定向控制作用。
对于前象限，我们将假设采用对杜比环绕声的以上要求D而不是要
求E，而后再加以修正。
前方定向控制与Greisinger(美国专利No.5,136,650)的类似，但在
本发明中描述定向控制的函数是不同的，而且是独特的。为了求出这些
函数，必需分别考虑每路输出。
随着角t从0°变化到45°，左输出应递减至零，因为我们不希望在左
前声道内出现任何正中定向的信号。如果正左为t＝0°，我们就将角定义
为
ts＝arctan(10^((c/s)/20))-45° (22)
左输出为矩阵元LL乘以左输入加上矩阵元LR乘以右输入。一个来
自简化编码器的全定向信号将导致在这范围内左输入A＝cos ts和右输入
B＝sin ts。我们希望随着t的增大左输出的电平滑地降低，遵从函数
FL(ts)，这个函数在我们的例示解码器中取为cos(2ts)。因此，左输出可
以表示为：
左输出＝LL cos ts+LR sin ts
＝FL(ts)＝cos(2ts) (23)
如果对于去相关音乐的输出应为恒定，则这两个矩阵系数的平方和
必需为1，即
LL2+LR2＝1 (24)
这些对于所有输出形式基本相同的方程可以归结为一个对于LFR的
二次方程，它具有两个解。在每一种情况下，这两个解中的一个比另一
个可取得多。对于左输出，有
LR＝sin ts cos(2ts)+/-cos ts sin(2ts) (25)
LL＝cos ts cos(2ts-/+sin ts sin(2ts) (26)
选择可取的符号(在方程(25)中为负，在方程(26)中为正)，
经数学恒等变换后，这两个方程可简化为：
LL＝cos ts (27)
LR＝-sin ts (28)
在整个相同的角ts范围内，右输出应为零，即
右输出＝RL cos ts+RR sin ts＝0 (29)
同样，去相关的音乐应保持不变，有
RL2+RR2＝1 (30)
通过类似的推理，这些方程可归结为
RL＝-sin ts (31)
RR＝cos ts (32)
随着方向向左或向右转向，中输出应平滑地减小，这种减小应受l/r
的值控制而不受c/s的值控制。在左或右方向上的强烈转向应引起这种减
小。这将导致中声道右矩阵元CL和中声道右矩阵元CR的值有很大差别，
当方向从右转换成左时CL和CR的值将相互交换。根据l/r得出的方向
控制角在此记为tl。假设tl从0°(正右)至45°(正中或无定向信号时)。
tl＝90°-arctan(10^((l/r)/20)) (33)
其中l/r用dB表示。
随着tl从0°(正左)至45°(正中)的改变，中输出应平滑地增大。
这样增大的函数将记为FC(tl)，在本实施例中等于sin(2tl)。利用以上方
法可得
中输出＝CL cos tl+CR sin tl＝FC(tl)
＝sin(2tl) (34)
同样，对于音乐需保证常响度，有
CL2+CR2＝1 (35)
可得下列解：
CR＝sin tl sin(2tl)-/+cos tl cos(2tl) (36)
CL＝cos tl sin(2tl)+/-sin tl cos(2tl) (37)
可取的符号在方程(36)中为正，在方程(37)中为负。
后输出的矩阵元在前方定向期间并不像前输出的矩阵元那样容易求
得。为了求得这些矩阵元，我们引用在Greisinger的美国专利
No.5,136,650中所给出的论证和公式。
问题是我们希望左后LRL矩阵元在没有定向控制时为1，还希望在
左或中定向期间从这个声道没有定向输出。如果我们遵循以上所用的方
法，所得到的矩阵元将使在信号定向在左方或正中时无输出，但在没有
定向控制时输出将为两路输入信号之和。这是一个传统的解，在无定向
控制时分离度差。我们希望有充分的分离度，也就是说在无定向控制时
LRL必需为1而LRR必需为0。
为了解决这个问题，矩阵必需设计成取决于l/r和c/s两者的值。在
Greisinger(美国专利No.5,136.650)给出的一种解决方法中，用左侧和
右侧输出作为“辅助输出”。这样导得的解解决了在左侧输出中所有角
度的定向分量的抵消问题，但输出的音乐分量随着定向转至正中要减小
3dB。
我们可以对这些系数进行校正来避免这个缺点，将它们乘以因子(cos
ts+sin ts)，其中ts为一个在c/s为1时为0°而在c/s为大正数时增大为
45°的角。在以下等式中，角ts和tl分别从c/s和l/r求得。
ts＝arctan(c/s)-45° (38)
tl＝arctan(l/r)-45° (39)
注意，这里的tl不同于前面在讨论中输出时所定义的角。
在以上这个专利所用的术语中，所产生的分别加到一些可变增益放
大器(VGA)输入端的控制信号标为与左、中、右、环绕声道相应的GL、
GC、GR和GS，从这些控制信号可以得出对于左、右环绕VGA的两个
辅助信号GSL和GSR。这里所示的系数采用各G值的线性组合，以将
左、右系数表示为从c/s得出的ts和从l/r得出的tl这两个角的函数。
按其中的定义
GL＝((cos tl-sin tl)/cos tl)＝1-tan tl (40)
GC＝2(sin ts/(cos ts+sin ts)) (41)
(在这个早期专利的印刷中忽略了因子2)，
GS＝0 (42)
(由于这是一个前方象限)，以及
GSL＝GL((1-sin tl)/cos tl)
＝GL(sec tl-tan tl)
＝(1-tan tl)(sec tl-tan tl) (43)
从而左、右辅助信号由以下方程决定：
LS＝A(1-GSL)-0.5(A+B)GC
-0.5(A-B)GS-BxGL (44)
RS＝B(1-GSR)-0.5(A+B)GC
+0.5(A-B)GS-AxGR (45)
因此，系数LSL和LRL为：
LSL = LRL = ( cos ts + sin ts ) ( 1 - GSL - 0.5 GC ) ]]>
= ( cos ts + sin ts ) ]]>
× [ 1 - ( 1 - sin tl ) cos tl × ( cos tl - sin tl ) cos tl - 0.5 × 2 sin ts ( cos ts + sin ts ) ] - - - ( 46 ) ]]>
经一些运算处理后可得：
LSL＝LRL＝(cos ts+sin ts)(sec tl-1)
x(sec tl-tan tl)-sin ts (47)
系数LSR和LRR也相等，为
LSR = LRR = ( cos ts + sin ts ) ( - . 5 GC - GL ) ]]>
= ( cos ts + sin ts ) ]]>
× [ - ( cos tl - sin tl ) cos tl - 0.5 × 2 sin ts ( cos ts + sin ts ) ] - - - ( 48 ) ]]>
经一些运算处理后为：
LSR＝SRR＝(cos ts+sints)(tan tl-1)-sin ts (49)
左侧和后输出在输入定向在左和正中之间时可用以前的方法求得，
但所用的定向控制角必需是从c/s得出的ts，因此在无定向时将回复右输
入。我们只需要除去那些定向在中央的信号。需解的方程为：
右后输入＝RRL cos ts-RRR sin ts＝0 (50)
和
RRL2+RRR2＝1 (51)
可得解
RRR＝RSR＝cos ts
RRL＝RSL＝sin ts (52)
以上等式完全确定了前方定向控制时各个矩阵元。对于后方定向控
制，在c/s为负时有以下情况。
左、右主元与前方定向时相同，但角ts根据log(c/s)的绝对值确定，
有
ts＝arctan(10^(s/c/20))-45° (53)
而交叉矩阵元的符号相反，可得
LL＝cos ts (54)
LR＝sin ts (55)
和
RL＝sin ts (56)
RR＝cos ts (57)
中矩阵元在后方定向控制时是相同的，它们只取决于从l/r得出的角，
而与c/s的符号无关。
左侧和右侧输出在定向控制很小或为零时应充分分离。然而，在有
强的定向控制时，左侧和后输出中的信号必需消除。
对于中央定向，我们采用以前对比的定义(tl从0°至22.5°改变)
tl＝90°-arctan(10^((l/r)/20)) (58)
在强的定向控制下，左侧和左后输出在tl＝0°时均为零，但随着tl按值sintl
增大。在有由信号A＝cost、B＝-sint表示的去相关音乐时，系数LSL、
LRL、LSR和RSR必需满足
LSL＝LRL (59)
LSR＝LRR (60)
以便在侧方和后方具有相等的输出，而在定向控制期间的振幅遵从
FS(tl)＝sin 4tl，因此
LSL cos tl-LSR sin tl＝FS(tl) (61)
对于需保持不变的音乐，有
LSL2+LSR2＝1 (62)
像前面那样可解得：
- LSR = sin tlFs ( tl ) + / - cos tl 1 - FS ( tl ) 2 ) - - - ( 63 ) ]]>
LSL = cos tlFS ( tl ) - / + cos tl 1 - FS ( tl ) 2 ) - - - ( 64 ) ]]>
经像前面那样简化和采用可取的符号后，可得
-LSR＝sin tl sin 4tl+cos tl cos 4tl (65)
LSL＝cos tl sin 4tl-sin tl cos 4tl (66)
从而可进一步推导出
-LSR＝cos 3tl (67)
LSL＝sin 3tl (68)
右侧和右后输出在定向在左后象限内时本来就与左输入无关，但我
们必需除去定向在中央和后方的信号，所以必需包括对c/s敏感的项。右
侧和右后输出是相等的，但延迟不同，从而我们需要解
右后/右侧的输出＝RST cos ts+RSR sin ts＝0 (69)
RSL2+RSR2＝1 (70)
可得
RSL＝sin ts (71)
RSR＝cos ts (72)
至此，这种解码器满足在开始所提出的所有要求。从各输出中除去
了不应在本输出中出现的信号，在无定向时保持充分的分离度，并且在
所有输出中音乐具有恒定电平而与定向控制无关。不幸的是，我们不能
在这个后方象限中满足所有这些对后输出的要求。这些假设之一必需打
破，而要打破的问题最小的是音乐电平在定向控制转至正后时保持不变
的假设。标准的胶片解码器不提升送至后扬声器的电平，因此一个标准
的胶片解码器在声音效果移至后方时并不增大音乐电平。这种标准的胶
片解码器不具备后声道分离能力。我们只要通过在强后定向控制期间允
许音乐电平增大3dB就可以得到我们所希望的后分离度。然而，在实际
上这超出了所能接受的。但音乐电平有些增大在这些条件下并不能察觉，
甚至可能正是所希望的。
我们已经根据从l/r电平比得出的定向角tl求得后声道的矩阵元。在
我们从tl＝22.5°移动到tl＝45°时，这个用dB表示的比减小到零，而中央
与环绕的比(c/s)的对数成为一个很大的负值。
考虑在一个处在tl＝22.5°的定向信号逐渐消隐在非定向音乐中时所
发生的情况。在这种情况下，随着非定向音乐成为优势，同样l/r的对数
减小到零。我们需要将这种情况与以上定向的方向转向正后的情况相区
别。最佳解决方法是使矩阵元在l/r趋向于0时放宽对分离度的要求而保
持音乐电平不变。很容易推出以下结果：
tl＝90°-arctan(1/r) (73)
LRL＝cos(45°-tl) (74)
LRR＝-sin(45°-tl) (75)
其中tl为22.5°至45°。这些矩阵元保持了音乐电平不变，但使一个定向
信号在转至后方时输出减小3dB。我们可以通过增添一个取决于c/s的关
系，将LRL值提升一个随c/s比的对数增大而增大的量来使它保持不变。
对保持后输出电平不变所需的提升值求解，结果示于下表：
c/s(dB) RBOOST
-32 0.41
-23 0.29
-18 0.19
-15 0.12
-13 0.06
-11 0.03
-9 0.01
-8 0.00
表1：RBOOST(后提升量)与c/s的关系
利用这些结果，五声道型中的左后输出矩阵系数为：
LSL＝cos(45°-tl)+RBOOST(log c/s) (76)
LSR＝-sin(45°-tl) (77)
同样，对于右声道有：
RSL＝sin(45°-tl) (78)
RSR＝cos(45°-tl)+RBOOST(log c/s) (79)
对于本发明的七声道实施例来说，我们增添了一个取决于c/s的附加
关系来考虑随着方向转至正后需要减小左侧和右侧声道的输出的情况，
(注意，左侧和左后的系数在方向从正左转至左后的情况下原来是相等
的)。减小侧输出伴随着提升相应后输出以保持转向信号功率不变。也
可以增大交叉项，这将会使分离度稍降低一些，但显然是察觉不到的。
我们用从c/s的值得出的角ts
ts＝90°-arctan(s/c)
来定义后侧提升函数RSBOOST(ts)，其中ts从22.5°至45°变化，因
此RSBOOST函数从在ts＝22.5°的零上升到在ts＝45°的0.5。于是
RSBOOST＝0.5 Sin(2(ts-22.5°)) (80)
对于侧输出，有
LSL＝cos(45°-tl)+RBOOST(log c/s)-RSBOOST(ts) (81)
LSR＝-sin(45°-tl) (82)
RSL＝sin(45°-tl) (83)
RSR＝cos(45°-tl)+RBOOST(log c/s)-RSBOOST(ts) (84)
对于后输出，有：
LRL＝cos(45°-tl)+RBOOST(log c/s)
+0.5 RSBOOST(ts) (85)
LRR＝-sin(45°-tl) (86)
RRL＝sin(45°-tl) (87)
RRR＝cos(45°-tl)+RBOOST(log c/s)
+0.5 RSBOOST(ts) (88)
对于胶片解码器模式，我们必需用要在所有前方方向提升各前声道
电平3dB的准则E来代替以上准则D。可以通过在方向转到前方期间使
前声道矩阵元增添用类似方式得出的提升项来构成能实现这种提升的矩
阵。例如，在方向转至左方期间，LL矩阵元(在此称为LFL)应受一个
取决于l/r的提升函数LFBOOST提升。我们定义两个角，分别为：
tlr＝90°-arctan(l/r) (89)
trl＝90°-arctan(r/l) (90)
于是(见前面的式(27))：
LFL＝cos ts+LFBOOST(tlr) (91)
对于方向转至右方，有：
RFR＝cos ts+LFBOOST(trl) (92)
在方向转至中央期间，两个中声道矩阵元提升为：
CL＝sin tl+0.71 LFBOOST(ts) (93)
CR＝cos tl+0.71 LFBOOST(bs) (94)
以上这些等式完全确定了对一个胶片解码器的附加要求。
在没有中声道扬声器时，杜比规范建议将中声道输出以-3dB
(0.707)的增益加至左前和右前输出。虽然这样能以适当电平重放中声
道的对话，但降低了左、右之间的分离度。例如，在没有方向控制时，
中输出为0.71L+0.71R，加至左、右输出后，左输出为1.5L+0.5R，而右输
出为1.5R+0.5L，因此分离度减小为0.5/1.5＝9.5dB。
为了避免这种情况，较好的做法是在有中央方向控制时利用从c/s得
出的角ts修改左、右声道的矩阵元，使得
LFL＝1+LFBOOST(ts) (95)
RFR＝1+LFBOOST(ts) (96)
LFR＝RFL＝0 (97)
与前面所得出的矩阵系数不同，这些矩阵系数不仅没有从左、右声
道中消除对话声，而且将它在室内保持适当响度，同时又保证了在方向
控制处在前半空间的情况下对音乐的充分左右分离度。
在图4所示的优选五声道实施例中，配置了上述七个声道中的五个，
解码器提供左、中、右、左后和右后五路输出，而略去了左侧和右侧两
路输出。从以上数学说明可以理解，七声道解码器的用来得到左后和右
后输出的电路可以利用与所示用来得到左、右环绕输出类似的电路再加
上与实现15ms延迟的方框96和118类似的10ms延迟电路来实现。
对于熟悉本技术领域的人员来说，如对七声道解码器、胶片解码器
模式和最后的无中声道模式所说明的增添RBOOST、RSBOOST和
LFBOOST显然都是一些比较简单的修改。在数字实现的情况下，这些
修改只是在相应的矩阵系数上附加根据所控制的方向以适当定义从角ts
和tl得出的适当提升函数，然后再执行相乘、相加，得出经矩阵处理的
各路输出信号。
在图4的解码器90中，输入端92和94分别接收标为A和B的左、
右立体声音响输入信号，这信号可以是从图2、3或7的编码器直接输出
的，也可以是经传输/录取和接收/重放(通过典型的音响重放媒体)的。
输入端92上的信号A经短延迟(通常为15ms)后送至以下将要说
明的其他电路器件，这样就允许在这段时间内完成得出l/r和c/s信号的
信号处理，从而使控制信号可以准时对经延迟的信号进行控制，将它们
分送至适当的扬声器。
输入端92上的信号A经单位增益缓冲器98的缓冲后，通过整流电
流100送至对数放大器102。
同样，输入端94上的信号B经缓冲器104、整流器106送至对数放
大器108。
对数放大器102和108的输出分别标为A”和B”，由减法器110相
减，形成定向控制信号l/r，经开关112送至下面将要说明的矩阵电路。
在开关112的另一个位置，通路中插入了由电阻114和电容116构成的
时常数，减缓l/r信号的输出过渡过程。
输入端94上的信号B由于上述原因也经过了15ms的延迟。
输入端92和94上的信号A和B经模拟加法器120相加、整流器122
整流后送至对数放大器124。
类似，信号A和B经减法器126相减，整流器128整流后送至对数
放大器130。对数放大器124和130输出的信号在减法器132内相减，形
成信号c/s，送至开关134。在开关134的另一个位置，信号受到由阻值
与电阻114的相同的电阻136和容量与电容116的相同的电容138形成
的时常数的作用。以上构成了控制电压产生电路。这是一个典型的电路，
信号l/r和c/s分别正比于信号A与B的振幅之比的对数和它们的中央
(和)与环绕(差)之比的对数。
各矩阵元由电路块140-158表示，分别标以满足前面所得出的等式
的系数。因此，例如标为LL的电路块140按需要实现由式(27)、(54)、
(91)或(95)所表示的函数。在每种情况下，这函数取决于c/s输出，
它示为加到这个电路块的带箭头的输入，表示它是一个控制输入而不是
音响信号输入。音响输入是左输入信号A经延迟块96延迟后得到的，它
在电路块140中与系数LL相乘后，形成这个电路块的输出信号。
这些矩阵元的输出在相应的加法器160-168中相加后，得出五路分
别加到输出端172、174、176、178和180的输出L、C、R、LS和RS。
如前面所述，RS信号在加到输出端180前是经可变移相器170延迟的。
移相器170受信号c/s控制，随着信号c/s从前转到后提供0°至180°的相
移。
在七声道型的解码器中，电路块152-158、166、168和170又重复
配置一份，它们的信号馈送情况与图4中相应电路块的相同，但在与电
路块152-158相应的电路块中系数分别为LRL、LRR、RRL和RRR，
并且有与电路块96和118类似的附加10ms延迟，这延迟可插在这些电
路块之前，也可以插在与电路块166和168相应的加法器之后。
虽然图4所示是一种模拟实现方式，但也可以利用数字信号处理器
(DSP)芯片完全在数字领域实现解码器功能，而且在结构上简单得多。
这种芯片对于熟悉本技术领域的人员来说应是很清楚的，图4所示原理
方框图很容易用在这样一个DSP上运行的程序来实现，执行信号延迟、
相乘、相加各操作和从这些信号得出信号l/r和角tl和ts，用于前面所揭
示的相应等式，从而提供了按本发明构成的解码器的全部功能。
图5a示出一个模拟型的移相器170。在这个移相电路中，输入信号
RS’经运算放大器182缓冲后由配有使增益为1的阻值相等的输入电阻
186和反馈电阻188的运算放大器184倒相。放大器182和184的输出分
别通过可变电阻190和电容192加到运算放大器196上。运算放大器196
使可变电阻190与电容192的连接点上的电压得到缓冲，将输出信号RS
送至图4中的输出端180。这个电路是一个传统的单极点全通移相器。
可变电阻190由c/s信号控制，使得移相器的转折频率在信号驱向前
方时升高从而使两个后输出信号相位相反(由于矩阵系数的作用)，而
在信号驱向后方时降低从而使两个后输出信号由于在后输出RS反相而
同相。虽然相移在所有频率上并不相同，但这种移相器的心理声学效果
是可以接受的，大大减轻了后信号的相位矛盾。对于熟悉本技术领域的
人员来说，显然采用较复杂的多极点移相器也是可以的，但需要在各输
出声道中配置附加电路，因此就在需要时平滑地使一路后声道反相而言
这并不经济。
在图5b中示出了一个传统的可变数字延迟电路，可用来实现图4电
路中延迟块170的数字实施例。在这个电路中，增益值g受控制信号c/s
的值控制，从而实现与图5a所示模拟移相器相同的功能。在这个电路中，
加在加法器200的信号相加后由延迟块202延迟，延迟块202的输出通
过增益为g的乘法器204反馈到加法器200的其中一个输入端。RS’信号
加到加法器204的另一个输入端，而且还送至乘法器206与系数-g相乘。
延迟块202的输出信号由乘法器208乘以1-g2后在加法器210内与乘法
器206的输出相加，从而在加法器210的输出端上形成RS信号。
虽然这个移相器的特性与图5a所示的相应模拟移相器并不完全一
致，但对于提供所要求的效果来说非常相近。
图6a至6e图示了图4所示解码器的各矩阵系数的变化情况以及在
图4说明前用各等式描述的性能得到改进情况，以便进一步对这个解码
器有更深入的理解。
在图6a中，曲线A和B分别表示系数LL(LFL)和-LR(-LFR)
随着c/s的值从0dB至33dB左右变化的情况。这两条曲线服从如在式(27)
和(28)中得出的正弦-余弦规律。对于在右前象限进行定向控制的情况，
RR(RFR)和RL(RFL)的变化形式上与此类似。
曲线C和D分别示出了按以前Greisinger的美国专利No.5,136,650
构成的解码器LFL和LFR的相应值以作比较。在弦中央定向控制达到值
0.5的这两条曲线中，音乐分量下降了3dB。渐近值为0.71的新解码器曲线
A和B提供恒定的音乐电平，而老解码器却不是这样。
在图6b中，曲线E和F示出了在l/r方向控制从中央(0dB)至左方
(33dB)的情况下中声道系数CL和CR。随着方向转向左方，左系数CL
增大3dB，而右系数CR减小到零。在方向转向右方时，可作类似考虑，
但意义相反。
曲线G和H分别表示在Greisinger的上述专利的解码器中的CL和
CR。可见，音乐电平也不能保持恒定，因为曲线G并不增大3dB。
在图6c中，曲线J和K分别表示在后向方向控制期间在比值l/r从0dB
(无方向控制或正后方向控制)至33dB(正左方向控制)变化时系数LSL
和LSR的值。LSL曲线J在将左信号从左环绕声道消除时减小为零，而
LSR信号增大，从而使音乐功率在室内保持不变。从曲线可见在与定向控
制角为后方22.5°相应的8dB处各有一个折点。在这里，当输入只有一个
定向信号时这两个矩阵元的平方和必需为1。这是通过使它们的值分别为
cos 22.5°(0.92)和sin 22.5°(0.38)来达到的，如曲线所示。
在这里要注意的是，无论在信号转至正后时或者在信号没有定向分
量时，l/r都可以是0dB。无论是哪种情况，矩阵都放宽了完全左右分离
的要求。
在图6d中，曲线L示出了在表1中所列的RBOOST值，用于式(76)
和(79)以及随后的一些等式。LSL的值在方向转至正后的太小，因此
需要附加RBOOST的值以保持音乐电平不变。由于只有LSL得到提升，
所以保持了完全分离。RBOOST的值仅取决于c/s，c/s从-8dB至-33dB
(正后)变化，图中的横坐标为-c/s，单位为dB。
图6d中的曲线M表示RSBOOST的值。在七声道型解码器中，在
左后(-8dB)至正后(-33dB)之间进行定向控制时，需要从左侧声
道系数中减去这值，而将它的二分之一加到左后分量上。同样，横坐标
为-c/s(dB)，这曲线从0至0.5变化，如前面式(80)所示。
最后，在图6e中，曲线N示出了校正因子(sints+costs)随控制信
号c/s变化的情况。校正因子作用于后、侧各环绕声道，使音乐电平保持
不变，如前面式(39)后各式所示。
现在参见图7，所示为一个适用于影片音轨编码，特别是可配合以上
介绍的解码器实施例的主动编码器。
在图7中，同样的五路信号LS、L、C、R和RS分别加到如图3的
编码器那样标记的相应输入端62、50、52、54和64上。对于这些信号，
为每路各配置了一个相应的电平检波器和对数放大器，以提供与本路信
号的振幅的对数成正比的信号。这些器件标为212-230。这些对数信号
分别标为lsl、ll、cl、rl和rsl，与输入LS、L、C、R和RS一一对应。
这些信号的电平在一个比较块(未示出)内进行比较，情况将在稍后加
以说明。
衰减器254和256分别将LS信号乘以因子0.53和0.83，而衰减器
258和260分别将RS信号乘以因子0.83和0.53。
五路输入信号各自通过一个全通移相网络，块232和234分别使来
自衰减器254和256的经衰减的LS信号相移φ和-90°，而块236、238
和240分别使L、C和R信号相移φ。信号组合器242将0.38LS与-0.38RS
相加，产生一个中环绕信号送至提供相移φ的移相块244。移相块246和
248分别使RS声道中来自衰减器258和260的信号相移φ-90°和φ。
信号组合矩阵250将经衰减器254衰减的LS(φ)信号乘以增益
sinθLS、经衰减器256衰减的LS(φ-90°)信号乘以增益cosθLS、L(φ)
信号、C(φ)信号乘以增益0.707、环绕信号S＝(0.38LS-0.38RS)经
移相φ所得的S(φ)信号相加后，形成左输出，送至输出端44。
类似的矩阵252将RS(φ)信号乘以增益sinθRS、RS(φ-90°)信
号乘以增益cosθRS、R(φ)信号、C(φ)信号乘以增益0.707、S(φ)
信号相加后，形成右输出，送至输出端46。
定向控制角θLS和θRS在本发明的这个实施例中按以下方式根据对数
振幅信号lsl、ll、cl、rl和rsl得出。
每当lsl大于任何其他信号时，θLS趋向90°，否则θLS趋向0°。这两
个值可以是一条平滑曲线的极值。类似，如果rsl大于任何其他信号，θRS
趋向90°，否则θRS趋向0°。
这种工作方式的具体优点是，在一个信号只加到LS或RS输入端时，
编码器的输出是实的，可以在解码器中产生2.41∶1(8dB)的l/r比，这
与采用简化编码器或被动编码器所产生的值相同。
图8示出了按本发明构成的矩阵系数是复数而不是实数的解码器的
一部分。图中示出了除了由图4中的解码器产生信号l/r和c/s以外的产
生第三个控制信号ls/rs的方法，这个控制信号用来改变图9的为了在矩
阵中产生复系数而配置在图4所示解码器前的附加移相网络。
可以看出，信号A和B现在分别加到输入端300和302，而不是图
4中的输入端92和94。输入端300上的信号A送至提供是频率f的函数
的相移φ(f)的全通移相网络304和提供相移φ(f)-90°的全通移相网
络306。经304移相的信号在衰减器308内乘以因子-0.42，而经306正
交移相的信号在衰减器310内乘以因子0.91。衰减器308和310的输出
在加法器312内相加。
输入端302上的信号B通过全通移相网络314，使得加法器312输
出的信号A相对移相器314输出的信号B相移了65°。
加法器312的输出经衰减器316乘以衰减因子0.46后送至加法器
318，与来自移相器314的经移相的信号B相加。类似，移相器314的输
出经衰减器320乘以衰减因子0.46后送至加法器322，与加法器312输
出的经移相的信号A相加。衰减器308、310、316和320的系数具体选
择成使只加到被动编码器LS输入端的信号不会在加法器318产生输出而
只加到RS输入端的信号不会在加法器322产生输出。这样做的目的是设
计一个电路，它将识别出信号只加到编码器的左侧或右则的情况，作为
解码器的输入。这是通过对消技术来实现的，使得这两个信号中的一个
或另一个在出现这种情况时趋向于零。
加法器318的输出通过电平检测电路324送至对数放大器326，而加
法器322的输出通过电平检测电路328送至对数放大器330。对数放大器
326和330的输出送至减法器332，形成一个与它们的对数比成正比的输
出。开关334可以选择这个输出，也可以选择受由参数与图4中所示相
应器件相同的电阻336和电容338形成的RC时常数影响的输出，送至
输出端340，作为方向控制信号ls/rs。
因此，信号ls/rs在一个信号加到被动型编码器的LS输入端时将为
一个最大的正值，而在一个信号加到RS输入端时将为一个最大的负值。
信号ls/rs的作用是控制加至图4所示解码器的输入相位。为此，在
图4中的输入端92和94之前配置了一个图9所示网络，接收原加在图4
中的输入端92和94上的信号A和B。
图9所示电路包括提供相移φ的移相器342(可以是与图8中的304
相同的移相器)后接衰减因子为cosθRS的衰减器344，以及提供相移φ-
90°的移相器346(可以是与图8中的306相同的移相器)后接衰减因子
为sinθRS的衰减器348。衰减器344和348的输出经加法器350相加后所
形成的经修改的A信号送至与图4中的输入端92直接连接的输出端252。
在图9的下部，B信号加至输入端302，一路经移相器354相移φ后
送至衰减因子为cosALS的衰减器356，而另一路径移相器358相移φ-90°
后送至衰减因子为sinθLS的衰减器360。衰减器356和358的输出经减法
器362相减后所形成的经修改的B信号送至与图4中的输入端94直接连
接的输出端364。这样改变相位的结果是使得在被动编码器只有LS或
RS受信号驱动时解码器的LS与RS输出之间(以及在七声道型的LR
与RR输出之间)可以更好地分离。
控制信号ls/rs与定向控制角θLS之间的关系示于图9中的插图。当
ls/rs到达3dB后，角θLS开始从0°上升，在ls/rs为高值时趋向65°。一
个完全互补的关系适用于另一个受ls/rs的倒数rs/ls控制的定向控制角
θRS。也就是说，当rs/ls超过3dB后，θRS的值开始从0°向rs/ls为最大
值时的渐近值-65°趋近。由于θLS和θRS的改变，加到图4所示解码器主体
的输入的相位改变，因此矩阵系数实际上就成为复数。
图10示出了编码器的另一个实施例，这个实施例由于简化了移相网
络而与图7所示的不同。通过将实信号合并后再送至φ移相器可以减少移
相网络数，从而只需要两个φ移相网络和两个φ-90°移相网络。θLS和θRS
的描述也作了简化：当lsl/rsl超过3dB时θLS趋向90°，否则θLS为0°(与
在解码器设计中的相同)，当rsl/lsl超过3dB时θRS趋向90°，否则θRS
为0°。
虽然以上对本发明的一些优选实施例作了说明，但本发明可以有许
多可能的实施方式。这些和其他一些实施方式或变型对于熟悉本技术领
域的人员来说都是显而易见的，均应列入本发明的专利保护范围之内。