用于接收码分多址信 号的方法和装置 本发明涉及一种用于接收应用于移动通讯和利用频谱扩展的码分多址信号的方法，特别是，涉及一种用来通过一个或多个信道(通道)接收来自一个或多个通讯者(用户)的M个信号(M是大于1的整数)和用来利用解扩代码去消除干扰的所接收信号的去相关处理而获得一解扩输出地方法和装置。
在各种通信系统中，由于扩展频谱(扩频)通信的优良的抗干扰和保密性能，对利用扩频通信的码分多址系统(CDMA)的研究趋于活跃。
CDMA系统存在的一个问题是所谓的远近效应(near-far)问题，也就是在一中心站所接收的信号功率依赖于用户的位置而有很大的变化。在CDMA系统中，因为相同频带由多个用户共享，所以由于来自其它用户的干扰而使通信质量变差。例如，当一位于该中心站附近的用户和一个远离该中心站的用户同时通信时，在中心站处自近处用户所接收的信号功率大而在基站处自远处用户所接收的信号功率小。这意味着在远处用户和中心站之间的通信由于近处用户的干扰而明显地变差。
近来，普林斯顿(Princeton)大学的Ruxandra Lupas和SergioVerdu宣布了一类线性滤波器，这种滤波器可以根据从在接收附加的高勘(Gaussian)白噪声的二元异步CDMA系统中的每个用户所接收的信号来估算发送信号。这类滤波器称之为去相关滤波器。这种去相关滤波器构造成使用每个用户的护展代码和接收每个所接收信号符号(码元，symbol)的时差信息，并允许估算一发送码元以进行正交化处理，发送码元通过在所接收信号中消除了相关成分而不依赖于每一个所接收信号的功率。另外，去相关滤波器的处理容量在与同时通信的用户数目成正比的范围内增加，并且不会显著地增加(R.Lupas和S.Verdu，“在异步信道中多用户检测器的远近效应的抵抗力”，IEEE Trans.Com.Vol.COM-38，PP.496-508，1990)。
将CDMA系统应用于移动通信的特征之一是相应于各自信道的一信号可从该接收信号中被分离出，该接收信号是在解扩处理中通过多个信道的信号的合成信号。也就是，在一移动通信环境条件中，自一发送站所传送的信号通常经过多个无线电波信道并分别经延迟和衰落到达(fade)到达接收站。如果扩频之后带宽(＝芯片速率)的倒数小于在这些信道中的延迟时差，则在解扩(这称之为通道分离)之后在相应于经每个信道接收的每个信号的延迟时间的定时上呈现一相关的峰值。因为每个信号接收一独立的衰落(相位旋转和幅度变化)，所以通过在补偿每个相位旋转之后对该信号的合成得到由分集(diversity)带来的改进作用。利用这种接收方法的系统称之为RAKE接收系统。通常，通道越多，可获得的分集增益(div-ercity gain)越大。
但是，利用这样一种解扩得到的通道分离功能还具有下述的一个缺点。这就是在上述传送功率控制中可控的是合成的接收波的功率，而不是每个信道的传送功率。这意味着由于衰落而引起的变化仍保留在该通道分离之后的信号中。虽然在通道分离之后每个信号都是一所期望的信号成分，但每个接收信号功率并不被控制为一常数。因此，由于在这些信号之中相互干扰的原因(取决于所期望信号的扩展代码的自相关特性)，用RAKE接收带来的分集效应下降。
进而，由于来自其它用户的信号也通过多个信道而被接收，所以通过其它用户的多个信道该所期望信号独立地接收来自其它用户的每一个通过多个信道的接收信号的干扰。如上所述，即使复合接收信号波的功率被控制为一常数，在通道分离之后的信号中仍留有衰落带来的变化。因此，随着在通道分离之后信号的变化，干扰对所期望的信号的影响也以相同速率改变。
克服这种缺点的一种方法是应用前述的去相关滤波器来把每个用户的每个信号成分看作为一个独立的干扰波。举例来讲，就是如果K个用户通过L个信道进行通信，则把在通道分离之后通过解扩得到的LK个信号当作从独立用户来的信号而构成一去相关滤波器(这时，去相关滤波器的传递函数是LK×LK的有理函数矩阵)。如上所述，因为去相关滤波器不受所接收的信号功率之间的差异的影响，所以即使在通道分离之后在一信号中存留有信号的变化，干扰滤波的影响也可被消除。
但是，在这种方法中，由于采用了去相关滤波器，因而存在有不能避免与对接收信号的去相关处理相关联的噪声增强(Noise En-hancement)的缺点。也就是，接收信号的数目增加越多(用户数K×信道数L)，在去相关滤波器的输出端的高斯噪音增强越多。这意味着当一去相关滤波器应用于诸如移动通讯之类的在多信道环境下的CDMA通讯时，噪声增强的提高相应于所有接收的信号数而不是用户数。这还意味着对于相同用户数来说信道数增加的越多，其噪声增强就提高的越多。CDMA系统具有这样一个优点，即信道数越多，所得到的分集增益越高。但是，这个优点被前述的噪声增强所抵消。
为解决这个缺点，在由S.Haykin所著的“自适应滤波器理论”一书的第二版中(Prentice Hall，PP.477-407，1991)披露了一种向去相关滤波器输入一由信道传递函数的估算值所加权的复合信号而不是输入每个接收信号本身的方法。在此专利申请中，描述了在每个信道的传递函数被充分地估算的前提下，噪声增强可被避免。当CDMA系统应用于移动通信时，对于高速衰落的自适应性是必不可少的。例如，如果所使用的频率是2GHZ频带范围和用户的移动速率是120Km/h，则最大多普勒频率是240Hz。当信道传递函数被估算时，如果没有得到对这种高速度衰落的充分估算，则该特性将明显变差。
在上面文献中所介绍的方法中，每个信道传递函数是通过在发送信号中提供一个训练部分，由一个递归估算处理诸如RLS算法之类所估算的。图5示出了由计算机模拟所得到的上述文献所述方法的一种效果。所使用的模拟条件如下：同时的通信者数是5，解扩之后的信噪(SN)比为10dB，调制是BPSK(二相绝对移相键控)，以及异步通信环境。水平轴表示fDT，它是由码元传输速率(比特/秒)的倒数T归一化的最大多普勒频率fD(HZ)的归一化值，而垂直轴表示对所有通讯者的平均比特错误率。图6示出了一传输信号格式。包括多个符号(码元)的训练信号11处于每一帧的顶部位置而一信息数据位于两个训练信号之间。一帧包括一训练信号和一信息数据并且总长度是NS个码元。对于该信息数据码元来说，该信道传输函数是通过反馈码元判定的结果和使用RLS算法而被递归地估算。
在图5中，关于水平轴fDT，较大值意味着该信道特性的更高的速度变化，即更高的速度衰落。每个训练部分的长度是8个码元和帧长度NS是NS＝32、64和128(3种情况)。NS的较大值意味着信息码元对所有传送码元的比值更大，即更高的信息传送效率。fDT越大，错误率越差。如果信息数据长度对训练信号长度的比值较大，则错误率变坏并且随着衰落速度的增加，变差的速率也增加。在一个fD＝240Hz和1/T＝128K比特/秒的实际通信环境的例子中，fDT是在fDT＝7.5×10-3的范围内。如从该图中所看到的，即使fDT是在fDT＝7.5×10-3范围内，平均比特错误率也显著地变差。这种特性的变差是一实质性的缺点。如上所述，在利用诸如RLS算法之类的递归估算处理来估算信道转移函数的常规方法中，该估算不可能响应于在实际移动通信中可能出现的高速衰落而跟踪该信道特性的变化，并因而存在有特性显著变差的缺点。
本发明的第一个目的是提供一种用于接收码分多址信号的方法和装置，其中在信道传播特性变化非常快的高速衰落环境下的接收特性的变差很小。
本发明的第二个目的是提供一种用于实现上述第一目的和用来接收码分多址信号的方法和装置，其中在多信道环境之下噪声增强被有效地降低。
按照本发明的第一个观点的接收方法和装置是用来接收码分多址信号的方法和装置，其中来自每个用户的每一帧包括一被传送的信息数据和在该信息数据的顶端至少附加上一个码元的引导(Pilot)信号，由分配给用户的一扩展码所扩展的一传送信号被接收，并且该信息数据的码元被重新产生，
对K个用户的扩展码由扩展码产生装置产生，K是等于1或大于1的一个整数，
借助解扩装置使用各自的扩展代码经L个信道对从每个用户接收的每个扩展信号进行解扩而将扩展代码提供给包含有KL个信号分量的输出解扩信号矢量，L是大于或等于1的一个整数，
利用第一逆向滤波装置在该解扩信号矢量的去相关滤波处理之后输出包含有消除了相互干扰的信号各分量的干扰消除信号矢量，
对于多个帧，包括在一系列干扰消除信号矢量中的多个引导信号由传递函数估算装置来检测，然后，在引导信号之间的每个信道传递函数从由这些引导信号所接收的传递函数来估算，
输出一个通过使用由被估算的传递函数所修改的传递函数矩阵和通过由第二逆向滤波装置对解扩信号执行去相关处理而从其中消除了相互干扰和信道失真的接收信号矢量，
由相应补偿和合成装置对每个接收信号矢量的KL个分量执行相位补偿，以合成对每个用户的L个相位的被补偿信号而输出相应于K个用户的K个接收信号，
由判定装置判定K个接收信号中的每个信号的电平以确定该码元并输出它们。
根据本发明的第二个观点的接收方法和装置是用来接收码分割多址信号的方法和装置，其中来自每个用户的每一帧包括一被传送的信息数据和附加到该信息数据的顶端的至少一个码元的引导信号，由分配给用户的扩展码所扩展的传输信号被接收，并且重新产生该信息数据的码元。
对K个用户的扩展码由扩展码产生装置产生，K是等于1或大于1的一个整数，
借助解扩装置使用各自的扩展代码通过L个信道去对从每一个用户所接收的每个扩展信号进行解扩，而将扩展代码提供给包含有KL个信号分量的输出解扩信号矢量，L是等于或大于1的一个整数，
利用逆向滤波装置在该解扩信号矢量的去相关滤波器处理之后输出包含有消除了相互干扰的信号分量的干扰消除信号矢量，
对于多个帧的包括在一系列干扰消除信号矢量中的多个引导信号由传递函数估算装置来检测，然后在引导信号之间的每个信道传递函数由这些引导信号所接收的传递函数来估算，
该消除了干扰的信号矢量的每一分量借助相位补偿和加权合成装置用被估算的传递函数加权和进行相位补偿以对每个用户合成L个信号，并且随后输出相应于K个用户的K个接收信号，
由判定装置判定K个接收信号中的每个信号的电平以确定所述各码元并输出它们。
在第一和第二观点的接收方法和装置中，该传递函数估算装置包括用于检测处于每帧的每个信息数据部分之前和之后的引导信号预置数目的引导检测装置，和用于在该引导信号检测定时处计算该传递函数以及用于通过基于所计算的传递函数的插值来估算该信息数据部分的传递函数的传递函数插值装置。
如上所述，本发明的接收装置的特征在于，在一个码分多址接收装置中借助使用引导信号的插值来估算传递函数，在该码分多址接收装置中，利用信道传递函数的被估算值执行相位补偿和加权合成并利用去相关滤波器执行每个信号的正交化。
图1示出了在本发明中在发送器端建立的代码格式的一个例子；
图2示出了本发明的接收装置的一实施例的方框图；
图3示出了本发明的接收装置的另一个实施例的方框图；
图4示出了在本发明中平均比特错误率和归一化衰落速度之间关系的一个例子；
图5示出了在常规的信道递归估算处理中的错误率特性；
图6示出了在图5中使用的一个发送器端信号格式。
图1示出了用来实施根据本发明的码分多址信号的接收方法的在发送器端所建立的一信号格式。要发送的信息数据21被指定给每一帧，并且包括有一个或数个码元的引导信号22被插到每一帧的顶端位置之中。该引导信号的一部分称之为训练部分。每个引导信号22具有一已知的码元值。每帧包括有包含引导信号的N个码元。
例如，图2示出了一基站的接收端的结构。来自输入端31的接收信号在解扩部分32中用相应于各自用户的扩展码C1-Ck而被解扩并被分离成相应于每个用户的每个信道的信号，并且随后被作为在其中安置有这些信号的分量的矢量Z输出。例如，假定同时的用户的最大数量为K和对来自每个用户的信号要考虑的信道数为L，解扩部分32包括有M＝KL个解扩单元321-32M，并且在相应于每个L个信道各自延迟时间的时刻从一个解扩代码发生部分30提供相应于各自用户的K个扩展代码C1-Ck中的每一个代码。每个解扩单元可被构成为一个匹配滤波器或一可变(sliding)相关单元，并且分别地得到M＝KL个接收信号分量Z1-ZM。这与在常规RAKE接收中的通道分离是相同的。在每个码元周期获得其中安置有每一个被通道分离的信号分量的KL维的信号矢量Z并将其提供给去相关滤波器33和去相关滤波器36。
从解扩单元32提供的每个信号矢量Z的KL个分量被输入到去相关滤波器33。去相关滤波器33消除由在正在使用的K个扩展代码中的互相关所引起的在L个用户的分离信号分量中的互相关成分(干扰成分)，以输出一个KL维信号矢量Z＝(Z1，Z2……，ZM)。对于在消除每个用户的每个信道的相关之后的信号分量序列，一个包含有M＝KL个引导检测单元341-34M的引导检测部分34检测相应的引导信号位置。一传递函数插值部分35使用被检测的引导信号，以下述对每个用户的每个信道的信号分量序列的处理步骤来估算该信道传递函数。
因为该引导信号的码元值是已知的，所以按照其码元值通过对在由引导检测部分34所检测到的每个用户的每个信道中的接收信号分量的序列中的引导信号部分22(参见图1)进行分割，可得到信号分量经过其中的该信道的传递函数。在本发明中，在邻接的引导信号22之间的信息数据部分21中的该转移函数可利用位于该部分之前和之后位置的一个或数个帧的引导信号21定时处的传递函数值来估算，例如，利用第一级(线性的)插值或第二级插值。(例如，参见Sampei的文章“用于陆地移动通信的16QAM衰落失真校正系统”Journal of Institute of Electronics，Information and Co-mmunication of Japan B-II Vol.J72-B-II，NO.1，PP.7-15)。
例如，在第一级插值的情中，如果已知引导码元值是d，估算的衰落值是ξ，帧数为K而NK是引导信号定时，则由下式得到在该引导信号定时的衰落。
ξ(NK)＝Z(NK)/d
ξ(N[K＋1])＝Z(N[K＋1])/d因此，在一任意码元定时(KN＋m)，在一信息数据部分21中的估算衰落值以下式表示，
ξ(NK＋m)＝n×ξ(NK)/N＋(N-m)×ξ(N[K＋1])/N (1)其中m＝1，2………N-Np，Np是在一引导信号部分(训练部分)22中的码元数。这样由一个插值得到的衰落值表示一个接收的信号经过其中的信道的传递函数。
所述去相关滤波器36产生一接收信号矢量，从该矢量中，基于由该解扩部分32所提供的接收信号矢量Z，使用由传递函数估算电路35的传递函数来消除信道失真和来自信号分量Z1，Z2，……，ZM中的互相关成分。该去相关滤波器36的传递函数矩阵G(z)由下式给出，
G(z)＝[PHS(z)P]-1PH (2)其中H表示复数共轭转置。P是一矩阵，在该矩阵中被估算的信道传递函数以用户为基础而排列。当K个用户中的每一个具有L个信道时，如果KL＝M，则P是一个M×K的复数矩阵。例如，如果L＝2，则P由下式给出，其中Pij是第i个用户第j个信道的估算转移函数并且是该信道的衰落的复数幅度ξ。在式(2)中，当M＝KL个信号成分Z1，…………，ZM被认作为来自独立的用户的信号时，S(Z)-1与去相关滤波器33的传递函数相同，并且是M×M的有理函数矩阵。该去相关滤波器36对被接收的信号矢量Z计算G-1(Z)Z以得到从其中消除了互相关成分(干扰成分)和信道失真的KL个信号分量。
在该相位补偿和合成部分37中，如同在RAKE接收中一样，这些KL个接收信号相应于每个用户的L个信道的延迟而被相位补偿，并被合成以得到K个合成的信号。每个用户的合成信号被送到一判定部分38，在那里该信号被进行电平判定以重新产生用于每个用户的信息码元。
对于其中置有通道分离过的信号分量的矢量，对公式(2)传递函数矩阵G(Z)的逆Z变换的传递函数G-1(Z)进行卷积，在数学上等效于对被合成来作为用于每个信号源(用户)的一个信号的信号进行去相关滤波处理，即使对每一个信号源(用户)都存在多个信道。因而，即使存在多个信道，在一接收机输入处合成的结果被认为是一个信号。一去相关滤波器被应用于这个合成信号。噪声增强与在信道数等于用户数的情况相同并且噪声增强不会增加。
图3示出了本发明的第二实施例。相同的标号被赋予相应于图2实施例的部分但依赖于信号数目的多个方框被简化成一个方框。在图2的实施例中，对于在由传递函数插值部分35所得到的接收引导信号22的定时的传递函数，为了消除在接收信号分量Z1，Z2，……，ZM之中的互相关的干扰，使用了一去相关滤波器33。在去相滤波器36的处理中也包括一个用于在所接收信号中消除互相关的处理。因此，在图3的实施中，鉴于由图2的去相关滤波器36在接收处理和信道失真消除处理信号中消除了互相关，前一处理被合并进去相关滤波器33的处理之中，而后一处理则由相位补偿和加权合成部分37来执行，因而省略了去相关滤波器36。也就是，来自非相关滤波器并在那里消除了互相关成分的接收信号矢量Z被送到相位补偿和加权合成部分37′。该相位补偿和加权合成部分37′从传递函数插值部分35得到一传递函数矩阵P并用各自的信道传递函数值在每个输入的接收信号矢量分量上进行加权，并且在图2的情况下相应于各自的信道延迟进行相位补偿。然后，每个用户的L个接收信号被合成，以及用于K个用户的K个合成信号被输出。K个合成信号的每一个是由判定部分38所判定的码元，并且输出K个码元。
在上述第一和第二实施例中，用一个码元来作为引导信号22。但是也可使用多个连续码元，例如使用2-3个连续码元。如果一个引导信号22包括有多个码元，则相应于各自接收码元定时的每个引导信号由各自已知码元值所分割并且分割结果被平均。得到这样的一个用于每个引导信号22的平均值，并且利用将这些平均值来估算传递函数以在各帧间插值。
随着用户的移动，每个信道的传递函数发生变化。所使用的频带越高和用户的移动速度越快，则变化速度越快。根据本发明的通信系统，即使在这样一个环境之下，通过正确地设置各引导信号的间隔可提高跟踪能力。
上述系统还可应用于用户数为1和每个用户的信道数为1的情况。进而，本发明的应用范围不仅用于移动通信也还可用于其它通信。
如上所述，即使是在使用现有技术的信道-递归-估算-处理的去相关滤波器不适用的高速衰落环境条件下，通过使用本发明，码分多址通信(发送/接收)仍是可能的。
图4示出了通过计算机模拟而得到的本发明的特性。使用了如下的模拟条件：同时用户数为5，解扩之后的SN比为10dB，调制是BPSK和异步通信环境。帧长度是N＝4、8和16(3种情况)和每帧的引导部分(训练部分)的长度是一个码元。比较其信息码元对总的传送码元的比值，这分别相应于图5的NS＝32、64和128。水平轴表示fDT，fDT是用码元传输率(比特/秒)的倒数T归一化的最大多普勒频率fD(HZ)的归一化值，而垂直轴表示所有用户的平均比特错误率。将表明信道递归估算处理的图5与表明本发明的特性的图4相比较，可以看出总的趋势是相似的，但是在相同fDT值时本发明的平均错误率比信道递归估算处理要小二个数位。因此，该模拟表明本发明是优秀的。