固定关断时间功率因数校正控制器.pdf

摘要
申请专利号：	CN200680055547.5	申请日：	2006.08.07
公开号：	CN101506752A	公开日：	2009.08.12
当前法律状态：	授权	有效性：	有权
法律详情：	授权\|\|\|实质审查的生效\|\|\|公开
IPC分类号：	G05F1/70(2007.01)I; H02M1/00(2007.01)I	主分类号：	G05F1/70
申请人：	意法半导体股份有限公司
发明人：	C·阿德拉格纳
地址：	意大利布里安扎
优先权：
专利代理机构：	中国专利代理(香港)有限公司	代理人：	张雪梅;李家麟
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内容摘要

公开了在受迫开关电源中用于功率因数校正装置的控制装置；校正功率因数的装置包括转换器(20)，并且所述控制装置(1)耦合到转换器以从输入交流线电压(Vin)获得调节输出电压(Vout)。该转换器(20)包括功率晶体管(M)以及控制装置(1)包括所述功率晶体管的驱动电路(3，4，6，10)；驱动电路包括定时器(130)，其适于设置所述功率晶体管(M)的关断时间间隔。定时器耦合到转换器输入中的交流线电压(Vin)，并适于确定作为转换器输入中的交流线电压(Vin)的函数的功率晶体管的关断时间间隔。

权利要求书

1.  一种在受迫开关电源中用于功率因数校正装置的控制装置，所述用于校正功率因数的装置包括转换器(20)并且所述控制装置(1)与该转换器耦合以从输入交流线电压(Vin)获得输出调节电压(Vout)，所述转换器(20)包括功率晶体管(M)并且所述控制装置(1)包括所述功率晶体管的驱动电路(3，4，6，10)，所述驱动电路包括定时器(130)，所述定时器适于设置所述功率晶体管(M)的关断时间间隔，其特征在于：所述定时器与该转换器的输入中的交流线电压(Vin)耦合，并适于确定作为该转换器的输入交流线电压(Vin)的函数的功率晶体管的所述关断时间间隔。

2.  如权利要求1所述的控制装置，其特征在于：所述转换器包括适于整流所述交流线电压的装置，以及所述定时器适于确定作为来自该整流装置的电压输出值的函数的功率晶体管的所述关断时间间隔。

3.  如权利要求2所述的控制装置，其特征在于：所述定时器(130)包括电容器(Ct)，其由恒定电流充电，并且当到所述电容器的端子的电压等于来自该整流装置的输出电压值时，适于确定所述关断时间间隔。

4.  如权利要求2所述的控制装置，其特征在于：当到与所述控制装置相关联并由直流充电的电容器的端子的电压值等于来自整流装置的输出电压值时，所述定时器(130)适于确定所述关断时间间隔。

5.  一种在受迫开关电源中用于校正功率因数的装置，所述用于校正功率因数的装置包括如权利要求1至4中任一项定义的转换器和控制装置。

说明书

固定关断时间功率因数校正控制器
技术领域
本发明涉及在受迫开关电源(forced switching power supplies)中用于功率因数校正装置的控制装置。
背景技术
通常已知的装置用途是用于受迫开关电源的主动功率因数校正(PFC)，受迫开关电源用于常用的电子设备，例如计算机，电视机，监视器等，并用于给荧光灯供电，即受迫-开关预调节器步骤，其具有从线路吸收电流的任务，该电流几乎是正弦的并且与线电压同相。因此，电流型受迫开关电源单元包括PFC和连接到PFC输出的连续电流到连续电流的转换器，或DC-DC转换器。
传统型受迫开关电源单元包括DC-DC转换器和连接到电能分配线的输入级，所述输入级由全波二极管整流桥和直接连接在下游的电容器构成，以便从交流正弦线电压产生未调节连续电压。该电容器具有足够的容量，因而其端子关于直流电平具有相对较小的脉动。因此，该桥的整流二极管仅传导线电压的每个半周期的一小部分，因为对于大部分周期，后者的瞬时值小于电容器上的电压。结果，该线路吸收的电流将由一系列窄脉冲组成，其宽度是得到的平均值的5-10倍。
这具有显著的结果：线路吸收的电流的峰值和均方根值(RMS)远大于在吸收正弦电流情况下的峰值和均方根值，线电压通过脉冲吸收的作用被扭曲，脉冲吸收与所有连接到该线路的安装几乎是同时的，在三相系统的情况下，中性导体中的电流大大增加，并且很少使用电能产生系统的能源潜力(energypotential)。事实上，脉冲电流的波形在不平衡(uneven)谐波中是非常丰富，尽管所述不平衡谐波不对传递给负载的功率做出贡献，它们有助于提高从该线路吸收的有效电流，从而增加了能源损耗。
在数量上，所有这些都可以用功率因数(PF)和总谐波失真(THD)来表示，所述功率因数定义为实际功率(电源单元提供给负载的功率加上以热量形式在其中耗散的功率)和视在功率(有效线电压与吸收的有效电流的乘积)之间的比值，所述总谐波失真一般理解为与所有高阶谐波相关的能量和与基波相关的能量之间的百分比值。通常，具有电容滤波器的电源单元具有0.4-0.6之间的PF和大于100％的THD。
布置在整流桥和DC-DC转换器的输入之间的PFC使得能够从线路吸收几乎是正弦的并与电压同相的电流，使得PF接近1并减少了THD。为使升压转换器正确操作，产生的输出电压必须始终大于输入电压。在最典型的实施例中，在PFC预调节器中，输出电压以沿其整个变化间隔(在通用电源的情况下，为从124.5到373.4V)大于线峰值电压的方式被固定在大约400V。在所谓的“升压跟踪器”或“跟踪升压(tracking boost)”的另一实施例中，输出电压被设定为取决于有效输入电压的值，但该值仍然大于峰值电压。
除了这两个传统的PFC预调节器控制方法，即在“平均电流模式”类型的固定频率(FF)下的脉宽调制(PWM)，其中电流连续传导到电感器中(CCM)，适用于高功率，以及“峰值电流模式”类型的变频PWM控制，由于系统总是工作在连续电流模式(CCM)和不连续电流模式(DCM)之间的边界上以便将电流传导到电感器中，所述“过渡模式”(TM)适合于较低功耗水平，最近所谓的“恒定Toff控制”或“固定关断时间”(FOT)控制越来越成功，其中Toff是功率晶体管的关断时间。关注这种方法的原因(尤其是在TM和FF-CCM控制类型之间的选择往往比较复杂的临界功率带(从150到350W))是因为它结合了TM方法的简单和低成本，传输能量的能力(或最佳电流波形因数)，以及注入CCM/FF方法的能量分配线中的低含量射频。
基本上，FOT方法包括使用“峰值电流模式”类型控制(类似于TM系统的控制)以及控制转换器的电源开关，使得在每个开关循环它保持关断长达一固定时间，并且用来调节PFC的输出电压的反馈仅在开关接通的持续时间上操作。
图1中示意地示出了包括升压转换器20和控制装置1的恒定PFC到Toff预调节阶段。升压转换器20包括：全波整流桥2，其在输入处具有交流线电压Vin；电容器C1(用作高频的滤波器)，其端子连接到二极管桥2的端子；连接到电容器C1的端子的电感L；功率M晶体管MOS，其漏极端子在电感L下游处连接到电感L的端子，以及其源极端子通过电阻Rs耦合到地，电阻Rs适于使得在晶体管M中流动的电流能够被读取；二极管D，其阳极连接到电感L和晶体管M的公共端子并且阴极连接到电容器Co，电容器Co的另一端子连接到地。升压转换器20在电容器Co上产生直流输出电压Vout，其是级联连接的用户级(例如DC-DC转换器)的输入电压。
控制装置1必须通过反馈控制动作保持输出电压Vout为恒定值。控制装置1包括运算误差放大器3，其适于将输出电压Vout的一部分与例如电压值为2.5V的参考电压Vref相比较，以及适于产生与它们之间的差异成比例的误差信号Se，所述输出电压Vout的一部分即由Vr＝R2*Vout/(R2+R1)给出的电压Vr(其中电阻R1和R2彼此串联连接并且与电容器Co并联连接)。输出电压Vout具有脉动和频率，该频率是线路频率的两倍，并施加在连续值上。然而，如果通过使用适当的补偿网络误差放大器的带宽显著降低(通常低于20赫兹)，该脉动将大大衰减并且误差信号将变成恒定的，其中补偿网络至少包括电容器，并具有几乎稳定的操作，即具有恒定的有效输入电压和输出负载。
误差信号Se被发送到倍增器4，在倍增器4其被乘以信号Vi，其中信号Vi由二极管桥2整流的线电压的一部分给出。在乘法器4的输出处存在由整流的正弦波给出的信号Imolt，其宽度取决于有效线电压和误差信号Se。所述信号Imolt代表用于调制PWM的正弦参考。所述信号是输入到比较器6的非反相端子的输入信号，在比较器6的反相输入处存在与电流IL成比例的电阻Rs上的电压。
如果进入比较器6的输入信号相等，比较器6发送信号到控制块10，控制块10适于驱动晶体管M并且在这种情况下将其关断；因而乘法器的输出产生晶体管MOS M的峰值电流，该峰值电流的包络是整流过的正弦波。块10包括置位复位触发器11，其具有是来自比较器6的输出信号的复位输入R，是来自定时器(timer)13的输出信号的输入设置S，并具有输出信号Q。信号Q作为输入被发送给驱动器12，驱动器12命令晶体管M的接通或关断。信号Q激活定时器13，在预设的时间段Toff逝去之后，定时器13发送脉冲到触发器11的输入设置S，使晶体管M接通。使用装置14可以从外部修改时间段Toff。
在晶体管M被关断的时间段Toff内，电感器L释放其中储存的能量到负载上。如果时间Toff足以使得电感器L在该开关循环中完全放电，则操作为DCM类型，否则操作为CCM类型。
从线路吸收的电流将是电感器L的电流的低频分量，即每开关循环的平均电流(开关频率分量几乎完全被位于升压转换器级的输入处的线路滤波器消除，其存在总是符合电磁兼容规定)。由于电感器电流的包络是正弦波，低频电流将具有正弦趋势。控制通过调制接通时间间隔Ton的持续时间，而维持关断时间间隔Toff恒定来起作用，使得预调节器的工作频率将根据交流线电压的变化而一个循环到一个循环地发生变化，特别地，它作为senθ的函数而变化，θ为交流线电压的相角。
鉴于已公开的现有技术，本发明的目的是提供不同于已知的在受迫开关电源中用于功率因数校正装置的控制装置。
发明内容
根据本发明，该目的是通过在受迫开关电源中用于功率因数校正装置的控制装置来实现的，所述用于校正功率因数的装置包括转换器，以及所述控制装置与转换器耦合以从输入交流线电压获得调节过的输出电压，所述转换器包括功率晶体管，并且所述控制装置包括所述功率晶体管的驱动电路，所述驱动电路包括适于设置所述功率晶体管的关断时间间隔(period)的定时器，其特征在于所述定时器与转换器输入中的交流线电压耦合，并适于作为转换器输入中的交流线电压的值的函数确定功率晶体管的所述关断时间间隔。
附图说明
根据以下具体实施例的详细公开本发明的特征和优势将变得明确，所述实施例在附图中作为非限制性示例示出，其中：
图1示出了根据现有技术的PFC预调节级的示意图；
图2示出了根据本发明的PFC预调节级的示意图；
图3a示出了根据本发明的控制装置的定时器；
图3b示出了根据本发明的控制装置的另一定时器；
图4示出了根据本发明的控制装置中所讨论的信号；
图5示出了在具有根据本发明的控制装置的PFC预调节器上仿真得到的对于不同的输入电压值下开关频率的趋势；
图6示出了在具有根据本发明的控制装置的PFC预调节器上仿真得到的对于不同的输入电压值下输入电流的典型趋势；
图7示出了在具有根据本发明的控制装置的PFC预调节器上仿真得到的对于不同的输入电压值下电感器中的电流脉动的典型趋势。
具体实施方式
在图2中示意性地显示了根据本发明的恒定ToffPFC预调节级，其包括升压转换器20和控制装置100。图2中的PFC预调节级与图2的PFC预调节级的不同在于关于装置1的控制装置100包括定时器130，定时器130的输入中除了来自触发器11的输出信号Q和来自装置14的输出信号以外还具有信号Vi，即构成由二极管桥2整流的线电压的瞬时值的信号。对于图2中装置的构思是利用“峰值电流模式”控制来控制PFC级，其中维持晶体管M关断的时间，即恒定的时间间隔Toff，但用瞬时线电压调制该时间间隔。通过这种方式，可以在每个线路循环的情况下保持工作频率恒定，固定在某个值，至少直到操作是CCM类型的为止，而不管有效线路电压和负载条件。用户设定该工作频率是可能的。
为了调制时间Toff以便获得独立于瞬时线电压的频率，在CCM类型的操作假设下，可以使用在电感器L的端子处的电压的平衡方程：
Ton*Vpksin(θ)＝Toff(Vout-Vpksin(θ))
其中Ton是电源接通的持续时间，Vpk是峰值线电压，Vout是(调节过的)输出电压，θ是线电压的相角。通过求解时间间隔Ton和计算开关时间间隔Tsw，可获得：
Tsw = Ton + Toff = Vout Vpk sin ( θ ) Toff ]]>
因此，如果时间间隔Toff与瞬时线电压成比例地变化，即如果Toff＝K*Vpksin(θ)，将得到恒定的并等于K·Vout的开关时间间隔Tsw。在输出负载上作出的隐含假设是电感器操作是CCM类型的。
在图3a示出了根据本发明的定时器。所述图的定时器130包括电容器Ct，其一般在控制装置100之外，通过连接到供电电压的恒定电流发生器Ich进行充电；电容器Ct具有接地GND的端子。定时器130包括比较器131，其具有连接到电容器Ct和恒定电流发生器Ich共有的端子的非反相端子，和连接到电压V的反相输入端子；比较器131的输出是触发器11的信号设置S。定时器130还包括开关132，当触发器的输出信号Q为高时，开关132适于使得电容器Ct能够放电到地GND；因而在晶体管M的关断时间间隔Toff期间开关132通常是断开的，而在接通时间间隔Ton期间其是闭合的。当电容器Ct上的电压Vt达到电压Vi时，发送使得晶体管M能够接通的信号设置S；因为Vi＝Ich*Toff/Ct以及Vi＝K*Vpksin(θ)，得到Toff＝Ct*K*Vpksin(θ)/Ich，因此开关时间间隔是Tsw＝K*Ct*Vout/Ich，其是恒定的，因为Ich和Vout是恒定的。如果电容器Ct在控制装置100的外部，开关时间间隔Tsw的校准取决于因数K和Ct。
在图3b中示出了根据本发明的另一种类型的定时器130。所述图的定时器130不同于前一附图的定时器，仅因为电容器Ct在控制电路100的内部，并且从外部通过电阻Rt定义电流Ich，电阻Rt连接到地GND和运算放大器133的反相输入，运算放大器133在非反相输入具有参考电压Vref并且其输出连接到双极型晶体管Q3的基极端子，双极型晶体管Q3的发射极端子连接到放大器133的反相输入端子以及集电极端子连接到反射镜(mirror)Q1-Q2，反射镜适于将在电阻Rt上存在的电流Ich反映到电容器Ct上。在这种情况下，因为Ich＝Vref/Rt，开关时间间隔Tsw的校准取决于因数K和Rt。在图4中示出了信号Vi，S，R，Q、来自驱动器12的输出信号F和信号V(Rs)的趋势，V(Rs)是电阻Rs上的电压。
利用“峰值电流模式”控制，电感器L中的电流峰值的包络是正弦波。线电流(即电感器中电流的低频分量)可以通过评估作为相角θ(0<θ<π)的函数(infunction of)的每个开关循环中电流的平均值来确定。该平均值可作为峰值减去二分之一脉动的差值而获得：
I avg ( θ ) = I peak ( θ ) - 1 2 · ΔI ( θ ) . ]]>
根据定义，I_peak(θ)＝Ipk·sin(θ)；对于脉动，将获得：
ΔI ( θ ) = K · Vout 2 L · ( 1 - ρ · sin ( θ ) ) · ρ · sin ( θ ) , ]]>
其中ρ表示比值pk/Vout，考虑到Tsw＝K·Vout，则变成：
ΔI ( θ ) = Vout L · f SW · ( 1 - ρ · sin ( θ ) ) · ρ · sin ( θ ) . ]]>
正如预料的，该表达式与在恒定频率下运行在CCM的升压PFC的已知表达式是一致的。类似地，当瞬时线电压等于输出电压的一半时，即对于ρ·sin(θ)＝0.5，获得ΔI(θ)的最大宽度，并且该最大宽度将等于：
Δ I max = Vout 4 · L · f SW ]]>
最终，线电流具有以下形式：
I avg ( θ ) = Ipk · sin ( θ ) - Vout 2 · L · f SW · ( 1 - ρ · sin ( θ ) ) · ρ · sin ( θ ) , ]]>
并且因此，该线电流将具有失真，参数ρ越大，失真的宽度就越大。因而，该失真在低的线电压下将较小，而在高的线电压下更加被加强。
应当指出的是，将得到CCM操作，直到：
I peak ( θ ) - ΔI ( θ ) = Ipk · sin ( θ ) - Vout L · f SW · ( 1 - ρ · sin ( θ ) ) · ρ · sin ( θ ) &GreaterEqual; C ]]>
也就是
sin ( θ ) &GreaterEqual; Voutρ - Ipk * L * f sw Vout * ρ 2 ]]>
否则，为DCM操作。如果分数的分子是负的，上述条件将永远得到满足，因此将在整个线路循环内将为CCM操作。因此，贯穿整个线路循环的恒定CCM操作以及因此恒定频率的条件是：
Vout·ρ-Ipk·L·f_sw≤0。
如果后一个条件或前一个条件得不到满足，则存在将获得DCM操作的线路循环区域。在这种情况下，在该区域内系统用恒定的Ton运行，该Ton可从下式获得：
Vpk · sin ( θ ) = L · Ipk T ON · sin ( θ ) = = = > T ON = L · Ipk Vpk ]]>
并且系统不再处于恒定频率。仍然在该区域，开关时间间隔将是：
Tsw DCM = T ON + T OFF = L · Ipk Vpk + K · Vpk · sin ( θ ) = L · Ipk Vpk + T SW · Vpk Vout · sin ( θ ) ]]>
同时去磁的持续时间将是：
T FW = L · Ipk · sin ( θ ) Vout - Vpk · sin ( θ ) T ON · Vpk · sin ( θ ) Vout - Vpk · sin ( θ ) ]]>
并且因此电感器中的电流的传导占空比将是：
D L ( θ ) = T ON + T FW Tsw DCM = 1 ( 1 - ρ · sin ( θ ) ) · ( 1 + ρ 2 · sin ( θ ) · Vout f SW · L · Ipk ) ]]>
最后，电感器的平均电流将由下式给出：
I avgDCM ( θ ) = 1 2 D L ( θ ) · Ipk · sin ( θ ) = Ipk · sin ( θ ) 2 · ( 1 - ρ · sin ( θ ) ) · ( 1 + ρ 2 · sin ( θ ) · Vout f SW · L · Ipk ) ]]>
需要记住的是，实际中是不可能有Toff>Toffmin的，在线电压的零值周围存在一区域，其中开关频率将返回为几乎是恒定的。
通过记得如果考虑线电压Vpk·sin(θ)＝ρ·Vout·sin(θ)与线电流I_avg(θ)的乘积的平均值，后者将等于传送功率Pin，来确定Ipk值。因此，如果对于CCM操作达到比值sinθ，并且整个线路循环中只有CCM操作：
Pin = 1 π · &Integral; 0 π ρ · Vout · sin ( θ ) · [ Ipk · sin ( θ ) - Vout 2 · L · f SW · ( 1 - ρ · sin ( θ ) ) · ρ · sin ( θ ) ]dθ ]]>
通过展开积分和展开关于Ipk求解的Pin表达式，可获得：
Ipk = 2 · Pin ρ · Vout + 1 6 · ρ · 3 · π - 8 · ρ π · L · f SW · Vout ]]>
线电压的峰值将等于I_avg(θ)，其中θ＝π/2：
I avgpk = 2 · Pin ρ · Vout + 1 6 · ρ 2 · 3 · π - 8 π · L · f SW · Vout ]]>
应当注意的是，第一加项正是2·Pin/Vpk项，其是在非失真状态下的峰值电流的典型表达式。
在电感器Ipk中，在最小线电压处并且在最大负载的情况下评估的最大脉动ΔImax和峰值电流之间的比值(由Kr表示的典型设计参数)由下式给出：
Kr = Vout 4 · L · f SW ( 2 · Pin max ρ min · Vout + 1 6 · ρ min · 3 · π - 8 · ρ min π · L · f SW · Vout ) ]]>
据此可以得到所需的电感值：
L = Vout 2 4 · Pin max · f SW · [ ρ min 2 · Kr - ρ min 2 · ( 1 - 8 · ρ min 3 · π ) ] ]]>
通过替代在完全CCM操作的先前比值中的L值，考虑为Ipk得到的表达式，获得：
1 6 · ρ · ( 3 · π + 8 · ρ ) π · Vout - 2 · Pin · L · f SW ρ · Vout ≤ C ]]>
对于指定的(assigned)系统，即其中L，f_sw，Vout已知，对于给定的输入电压，即通过指定的ρ，可以用输入功率Pin表示条件，或者对于指定的电压Pin，可以用输入电压表示条件。
作为设计公式，对于指定的最大功率Pinmax，希望确保至少在最小线电压的操作完全是CCM。这个条件可以转化为系数Kr在最大值的条件，得到：
Kr < 1 4 · ρ min ]]>
另一个设计标准可以是要求整个循环中的满负载操作是CCM类型的，即使在最大输入电压。最后，得到：
Kr < 3 2 · ρ min · π 3 · π ( ρ max 2 + ρ min 2 ) + 8 · ( ρ max 3 - ρ min 3 ) ]]>
如果总是操作CCM的条件不能被满足，在比值sinθ的基础上，可以定义过渡角α，其标志从CCM过渡到DCM，反之亦然(对于α<θ<π-α为CCM，对于θ<α和θ>π-α为DCM)：
α = a sin ( Vout · ρ - Ipk · L · f SW Vout · ρ 2 ) ]]>
此处，应该注意，Ipk并非由在完全CCM操作的情况下首次确定的表达式给出。在目前的混合CCM-DCM操作的情况下，Ipk可以由功率Pin表达式确定。
图5示出了图2中电路的实际实施例的开关频率的典型趋势，其中块130是由对于三个不同的参数值ρ ρ_min，ρ和ρ_max的图3a或3b中的任一调制器构成，所述参数值对应于通用电源系统(88-264Vac)中的最小输入电压，最大输入电压和平均输入电压。
图6和7示出了图2中电路的实际实施例的输入电流I_avg和电感器的电流脉动的ΔI的典型趋势，其中块130是由对于三个不同的参数值ρ ρ_min，ρ和ρ_max的图3a或3b中的任一调制器构成，，所述参数值对应于通用电源(88-264Vac)系统中的最小输入电压，最大输入电压和平均输入电压。