全向传声器的长期平衡 这项发明涉及传声器系统，特别是系统中所用的传声器元件的匹配。
构成方向性传声器的一种方法是采用压差传声器元件。由此声音经过膜片的两侧相减，于是就形成了压差传声器响应及方向性波瓣。但是，这种传声器往往价格昂贵且应用受限。另外，这种传声器极化方向图是固定的，不能改变。另一种方法是采用两个或多个传声器元件进行电相减而不是声相减。在这种系统中，有必要使用匹配的传声器来开始，即具有相同灵敏度响应的基本传声器元件。得到这种传声器是很困难并且很贵的，因为它们需要在生产时或运行时进行匹配。过去，往往采用把传声器元件分成近似的匹配组或者是采用手动装置调整传声器之间的灵敏度。但是这两种现有的技术都需要花费大量的时间和人力。采用这种固定灵敏度的传声器元件，即使最初是匹配的，但在离声源的距离是变化的时，就会出现问题。另外，对于某些类型的传声器元件例如熟知地驻极体型，传声器的灵敏度会随时间以未知的速率改变。这将导致固定增益的系统在长时间后出现不平衡。
在这种声学系统中，采用现有传声器产生的问题及局限可以利用电子仪器。通过对使与传声器元件相关的各信号信道的长期平均宽带增益(即增益)进行动态的、自适应地相互匹配，加以克服。这是通过周期性地、动态的处理各个传声器元件的信号而实现的。
更为具体地讲，其处理是这样的：各个传声器元件的信号信道的长期平均宽带增益是动态调整的，每个传声器信号信道的能量估算经过长期平均，信号信道间的能量差来重新调节传声器信号信道长期平均宽带增益，使其差降至最小。
在一个实施例中，实现调整是通过：获得每个传声器信号信道的被调整的信号的能量估值，得到能量估值间的差值并长期平均该差值，从而得到增益差校正系数。该增益差校正系数用于再调整至少一个传声器信号信道的长期平均宽带增益以使传声器信号信道间的增益差降为最小。
在另一个实施例中，得到了每个传声器信号信道能量的长期估值，获得的能量估算比率用以调整至少一个传声器信号信道的长期平均宽带增益以均衡传声器信号信道的增益。
图1表示体现本发明的一个实施例的两个传声器系统的信号流图；
图2表示以不匹配元件形成的传声器心形极化方向图；
图3表示图2所示同一传声器，利用发明使信号信道匹配后的极化方向图；
图4表示一族在某一频率的一阶压差度心形方向图，其传声器元件间灵敏度不匹配的程度不同；
图5表示在匹配与N个传声器元件相关的信号信道时的信号流图；
图6表示体现本发明另一实施例的两个传声器元件系统的信号流图；
图1以简化的形式表示了体现本发明的一个实施例的用于匹配两个传声器元件信号信道的信号流图。值得注意的是图1的信号流图说明了实现此发明的信号流处理算法，这种算法可以采用数字信号处理器(DSP)来实现。但是，值得一提的是虽然此发明优选实施例是在这种数字信号处理器(DSP)中实现的，但也可采用集成电路或类似元件实现本发明。这种数字信号处理器是可从市场上得到的，如，AT&T的DSP1600系列处理器。
如图1所示，传声器元件101的输出通过放大器102和编解码器103提供给DSP104。DSP104包括实现此发明的数字信号流处理。图1还示出了传声器元件105，其输出通过放大器106和编解码器107提供给DSP104。在应用发明的一个例子中，传声器单元101和105为常见的驻极体型全向传声器。虽然其他类型的传声器元件也能够利用本发明达到匹配，但因为驻极体型成本低而成为优选的一类。编解码器103和107也是本领域中周知的元件。在本发明中使用的编解码器的一个例子是T7513B编解码器，它是可从AT&T公司买到的。在这个例子中，来自编解码器103和107的数字信号输出是以熟知的μ定律ROM格式编码，在DSP104中的这种格式需转换为线性PCM格式。这种μ定律到线性PCM的转换是众所周知的。经编解码器103和107的信号线性PCM格式分别加到乘法器110和111。乘法器110采用第一增益校正系数112来调整来自编解码器103的线性PCM信号增益以得到传声器元件101调整后的输出信号117。类似地，乘法器111采用第二增益校正系数调整来自编解码器107的线性PCM信号增益以得到传声器元件105的调整后的输出信号118。当前的增益校正系数112和113是通过在预定常数值上增加或减少增益差分校正系数114而得到的。为此，通过代数求和单元115从预定值(本例中为1)中减去增益差分校正系数114，以得到当前的增益校正系数112，通过代数求和单元116将预定值加上增益校正系数114就得到当前的增益差分校正系数113。
增益差分校正系数114是按以下方式得到的；调整后的传声器输出信号117通过乘法器120平方后产生一个能量估计值122。同样，调整后的传声器输出信号118通过乘法器121被平方以产生能量估计值123。能量估计值122和123通过代数求和单元124进行代数相减，从而得到差值125。差值的符号是采用正负号函数按熟知的方法得到的，我们就得到了信号127。信号127或者为负1(-1)或为正1(+1)，用以指示哪一个传声器信号信道所具有的瞬态能量最高。负1(-1)表示传声器元件105，正1(+1)表示传声器元件101。乘法器128，将信号127乘以一常数K得到信号129。信号129是作为信号127的比例形式。举个例子，但并不构成对此发明的限制，对应22.5ks/s(每秒千样点)的取样速率，k通常为10-5。积分器130对信号129积分以得到当前的增益差分校正系数114。积分只是对所有过去值的求和。在另一个例子中，对应于8ks/s的取样速率，常数k的数值为5×10-6。数值k被称为积分器130的“转换”率。
图2示出了如果本发明的增益均衡被打破，采用传声器元件101和105的传声器的心形极化方向图的图形表示。图中所示为在500Hz(实线)，1000Hz(虚线)，300Hz(点划线)的极化方向图。所得到的极化方向图的方向性指数(index)，在500Hz为1.7dB，1000Hz为2.6dB，3000Hz为3.6dB。值得注意的是所得到的极化方向图并不是很好的心形。
图3表示具有采用本发明的增益均衡的相同的传声器元件101和105的极化方向图。图中所表示的是在500Hz(实线)，1000Hz(虚线)和3000Hz(点划线)的极化方向图。所得到的极化方向图的方向性指数，在500Hz为4.3dB，100Hz为4.3dB，3000Hz为4.4dB。值得注意的是所得到的心形曲线得到了很大改善，方向性指数在整个频带上相当平滑。
图4表示在500Hz处改变图1的传声器元件101和105之间不匹配量时的极化方向图。图中表示了传声器元件101和105间失配为0dB，相应的方向性指数(DI)为4.8dB的极化方向图(实线)。也表示了传声器元件101和105之间失配为1dB，相应的方向性指数为4.0dB的极化方向图(点划线)。还表示了传声器元件101和105之间失配为2dB，相应的方向性指数为2.9dB的极化方向图(虚线)。
图5以简化的方式示出了来自多个传声器元件501—1到501—N的信号处理以实现增益均衡的信号流图。在这个例子中，我们选取了使与传声器元件501—1，501—3至501—N相关的信号信道增益和与传声器元件501—2相关的信号信道增益相匹配。这也就是说，与传声器元件501—1，501—3至501—N相关的信号信道的电平和传声器元件501—2相匹配。虽然，各增益都与传声器元件501—2相关的增益匹配，但与任意一个传声器元件501信号信道相关的增益也可被选择与除它之外的其它信道增益匹配。
正如图1电路构造所示，经501—1到501—N每一个传声器元件的信号通过放大器502—1至502—N分别提供到编解码器503—1至503—N。每个编解码器503将相应传声器元件501的放大后的信号转换为μ定律PCM形式。每个编解码器503的μ定律PCM输出转换为在DSP504中的线性PCM形式(未表示出来)。于是，编解码器503—1和编解码器503—3至503—N输出的线性PCM表示分别提供给增益差分校正系数发生器505—1，505—3至505—N。因为在这个例子中，对应于传声器元件501—1和501—3至501—N的传声器信号信道的长期平均宽带增益与传声器元件501—2的信号信道相匹配，所以编解码器503—2的线性PCM输出不需要调整。由于每个增益差分校正系数发生单元505—1，505—3至505—N是相同的且操作一样，所以只详细描述增益差分校正系数发生单元505—1。为此，每个增益差分校正系数发生单元505—1和505—3至505—N中的元件都标有相同的标号。实际上，每一增益差分校正系数发生单元505—1和505—3至505—N的操作实质上与图1所示对应于传声器元件101的传声器信号信道的电路构造相一致。因此，增益差分校正系数发生单元505—1中与图1所示相同且操作一致的元件都标以相同的编号，在此就不再详细说明了。增益差分校正系数发生单元505—1与图1所示电路构成唯一不同的是增益差分校正系数114直接加到乘法器110，从而得到调整后的信号117，且对应于传声器元件501—2的传声器信号信道的增益不被调整。因此，正如图5所示，在对应于传声器元件505—2与每个传声器元件505—1和505—3至505—N的传声器信号信道间形成了传声器信号信道对。
图6简单地表示了使采用本发明另一实施例的与至少一对传声器元件相关的信号信道增益匹配的信号流图。图6的信号流图说明了DSP104中所用的实现此发明的信号流处理算法，虽然本发明优选实施例是在DSP104中实现的，但也可以用集成电路等来实现。更具体地，如图6所示，传声器元件101的输出通过放大器102和编解码器103提供给DSP104。DSP104包括实现本发明实施例的数字流处理。此图同时也示出传声器105，其输出通过放大器106和编解码器107提供给DSP104。在这个例子中，传声器元件101和105是众所周知驻极体型全向传声器主件，正如上文所述，编解码器103和107也是本领域中熟知的，它用于将放大的传声器元件101和105的输出信号转换成为μ定律PCM形式的数字信号。来自编解码器103和107的μ定律PCM数字信号以熟知方式转换为在EISP104中的线性PCM数字信号。来自编解码器103的线性PCM数字信号加到乘法器601和602。同样，来自编解码器107的线性PCM数字信号加到乘法器603和604。第一增益校正系数1/也提供给乘法器602，用于调整来自编解码器103的线性PCM数字信号的增益从而得到调整后的传声器元件101的输出信号117。同样，乘法器604采用第二增益校正系数来调整编码器107来的线性PCM数字信号的增益，从而得到调整后的传声器元件105输出信号118。第一和第二增益校正系数以熟知的方式用对应于传声器元件101和105的每个传声器信号信道的能量估算值E1和E2的比率F，由元件608和609产生的。能量估算值的比率F是通过分别产生传声器元件101和105的信号信道能量估算值E1和E2而得到的。能量估算值E1是首先在乘法器601中通过将编解码器103的线性PCM数字信号平方，然后由泄漏(leaky)积分器605对平方结果进行积分得到的。同样，能量估算值E2是通过首先在乘法器603中将编解码器107的线性PCM数字信号平方，然后由泄漏积分器606进行积分而得到的。此后，能量估算值E1和E2的比率是通过除法器607得到，其中F＝E1/E2。
如何扩展图6所示的实施例以相似方式使N传声器元件的信号信道增益与图5的实施例相匹配，对于本领域技术人员来说是显而易见的。