本发明涉及各类电子设备使用的一种全桥开关电源电路的改进。 随着电子工业的飞速发展，电子设备对电源的要求越来越高，如要满足输出电压高，功率大，稳定度高等要求，过去的电源技术却有些跟不上形势。在目前使用的电源中，PWM（脉宽调制）电源技术一直占主导地位，但也很难达到高效、高可靠性、高质量、大功率、轻小化等要求。因此，大功率开关电源在电子技术领域很难推广使用，究其原因，主要是开关损耗问题。解决这个问题的唯一有效手段就是要实现零开关，这在常规的开关电源中是很难实现的。如果利用谐振方式实现零开关是较容易的，但这样作，电源的工作频率就不能恒定了。所以，实现零开关还要有个前提，及不能以牺牲频率恒定为代价。于是问题就变得困难和复杂了。近年来，我们深入地研究了这个问题，外国人也在研究这个问题，并把解决这个问题的一些手段统称为软开关技术。
常规全桥开关变换器主回路上一般都有一个电阻、电容或电阻、二极管、电容串联支路，这是为了改善波形，并略有缓冲作用，其激励方式是V1和V4同时导通同时截止，V2和V3也同时导通同时截止，且每一组的两个信号相位相同，脉宽也相同，这是硬开关工作状态。
本发明的任务是提出一个能使两支开关调整管上的二个控制信号脉宽可调，另二个信号的脉宽恒定，以实现零开关的全桥准方波软开关变换器，该变换器克服了开关损耗问题，且具有高可靠性、高质量、大功率、轻小化等特点，以满足电子设备使用要求。
本发明的任务是这样来实现的。在全桥开关变换器主回路上增设两只缓冲电容器，分别并联在桥左臂的两开关管上，和一个可饱和电感，串联在左臂两开关管与变压器初级之间。开关调整管采用功率场效应管，配合以由控制电路输出的驱动脉冲如表一所列新的驱动程序，如表一所示，由控制电路产生控制信号，……使桥上四个开关调整管都能工作在零开关状态-即软开关状态。
本发明的解决方案，可进一步用以下附图说明。
图1为本发明主回路电路图与控制电路框图的连接形式。
图2为控制电路原理图。
图1中，FU1是保险，U1是硅整流桥，将市电（50HZ、220V或50HZ、380V）整成直流，由CO滤波，作为变换器的输入电压。功率场效应管V1、V2、V3、V4，电容C1、C2，电感L1，变压器B1组成全桥变换器，（10）为全桥变换器控制信号，分别加在V1的G1、S1，V3的G3、S3，V2的G2和V4地G4端，变换器实现软开关状态工作时，控制信号使变压器B1初级两端电压是准方波，这个准方波电压经B1变压并隔离后由二极管D1和D2整成直流，L2用于储能，与C3一道起滤波作用，电压由C3两端输出。
变换器软开关工作原理是：上半周V2关断时，由于C1和C2的存在，A点电位不能突跳，对输入端而言，V2实现零电压关断，而V3仍为导通状态。然后随着C1放电C2充电，A点电位逐渐升高，最后被功率场效应管V1中并接的反向二极管钳位在输入电压的正端，以便下半周V1零电压开通。下半周V1关断时，V4仍为导通状态，A点电位也不能突跳，V1实现零电压关断。然后随着C1充电C2放电，A点电位逐渐下降，最后被V2中并接的反向二极管钳位在输入电压的负端，以便下个周期开始时V2零电压开通。由于L1的作用，桥的输出电流不能突跳，所以上半周V3、V2开通时和下半周V4、V1开通时都能实现零电流开通。上半周在V3关断前，V3电流已降至零，V3自然成为零电流关断，同理，下半周V4也自然成为零电流关断。由此可见，V1、V2、V3、V4在全周期内都是工作在零开关状态，因而实现了软开关技术的工作特性-即零开关状态。
如果V1、V2采用一般开关调整管，则在V1、V2上分别并联一钳位二极管，同样可实现软开关变换器工作在零开关状态。
图2中，变压器B2输出两组交流电压，被分别整流滤波并稳压。D3、D4和D5、D6的作用是整流，C5、C7和C6、C8的作用是滤波，N1和N2的作用都是稳压输出12V电压。
N3是脉宽调制器，R3和C11决定它的工作频率。9脚和10脚输出两个矩形波电压，相位差是180°，于是形成上半周和下半周。两组矩形波电压分别经D8和D7降压加到N4（六同相缓冲器）的5脚和3脚上，N4的4脚和2脚就各输出半周高电平，相位差是180°。这两个高电平分别加到N3的11脚和14脚上，12脚和15脚就各输出半周高电平，分别驱动V8和V10。V8带动变压器B3，B3次级就在上半周输出高电平;V10带动变压器B5，B5次级就在下半周输出高电平。
N4的4脚输出经R11和R8分压加到比较器N5的3脚作基准;N4的2脚输出经R10和R9分压加到N5的5脚作基准。N1输出的12V电压负端不接地，而是设有一个直流压差Un，这个压差连同C11上的锯齿波一起经R4加到V7、R5组成的跟随器上，所以跟随器的输出是直流电平叠加锯齿波。这样的信号电压加到N5的2脚和6脚上，分别与3脚和5脚进行比较。结果是上半周从N5的1脚得到一个正脉冲，下半周从N5的7脚得到一个正脉冲。两脉冲对称，宽度都是τ，相位差180°。这两个脉冲分别加到R14、V9组成的放大器和R15、V11组成的放大器上。V9带动变压器B4，B4次级上半周输出驱动脉冲;V11带动变压器B6，B6次级下半周输出驱动脉冲。
τ值随着跟随器的直流电平变，这个电平随着直流压差Un变。Un由V6与R1的分压决定。V6的等效电阻由V5与R2的分压决定。V5的等效电阻由取样支路（R12、D8、R13、W1）与输出电压V0决定。因此，当取样支路参数调定后，τ值就由输出电压反馈控制。C10和C9的作用是防止自激振荡。D9的作用是限制Un的最大值。
图1为本发明的一个实施例。FU1为10A，U1∶MDA3510，CO是4支400V、220UF的电容并联，V1、V2、V3和V4都是IRF450，C1和C2为1KV、2200PF，L1为3UH，D1和D2为MUR3060，L2为30UH，C3是两支100V、470UF电容并联。控制电路（10）的元器件选择及参数详见图二。其达到指标如下：
市电范围：180-260V
输出电压：60V
输出电流：12.5A
电压稳定度：Sv＝0.22×10-2
电流稳定度：Si＝0.44×10-2
整机效率：0.90
本发明与现有技术相比有如下优点：
1.解决了全桥开关变换器中开关损耗问题，即实现了零开关。
2.由于解决了开关损耗问题，使开关调整管工作安全可靠。
3.本发明具有高效、高可靠性、大功率、轻便小巧等特点。
4.在高（45℃）低（-20℃）温启动可靠。
表一，V1、V2、V3、V4的激励电平0～ττ～(T/2)(T/2)～(1/2)+τ(T/2)+τ～TV1的激励低低高低V2的激励高低低低V3的激励高高低低V4的激励低低高高