音频瞬变抑制电路和方法 【技术领域】
本发明涉及音频瞬变抑制电路和方法，特别用于在工作模式和待机模式之间切换放大器时抑制音频瞬变。背景技术
当音频设备(例如功率放大器)切换时，经常会在输出端上产生瞬变信号。这种情况可能导致通电时产生“重击声”，这种重击声使人产生设备不完美的感觉，对于功率放大器来说，还可能损坏喇叭。降低这种加电重击声的一种常用方法是在加电过程中临时断开功率放大器的输出(例如使用继电器)。但是，这种解决方法的效果通常不太令人满意，例如在输出负载以地电压为参考值并且是交流耦合的情况下。而且，上述情况在现代音频设备设计中是非常普遍的，并且在切入切出待机模式时内部元件可能只是部分加电的。因此，需要对这种设计进行改进。
目前的音频系统趋向于使用集成硅芯片制造，而不采用分立元件。而且，为了降低电源成本和减小供电电压范围，通常采用单电源供电，而不采用分别供电。这种供电方式有利于在音频系统的音频集成电路中采用最新的硅技术。在这种环境中，单电源是指只提供一个输出(另一个可能是地线连接)而不采用正极和负极电压(对地)的电源。在单电源方式中，负载通常是以地为参考的，而音频信号通常从地电压与单电源之间的中间静态值产生。因此，为了避免从音频系统产生静态直流输出，通常采用交流耦合(即，电容器)。但是，从下文中我们可以详细了解到，这会产生与交流耦合电容器的充电和放电有关的振荡。
上述系统通常是比较智能的，有多种模式，并且通常为电源管理提供了待机模式。但是，这种系统的一个常见问题是在模式之间切换时能够听到由音频输出上的瞬变信号所产生的喀嗒声。虽然这些喀嗒声的音量比较小，但是从审美角度来说是一种干扰，也使用户感到不快。另外，音频系统至少都有两个以上的声道，以产生立体声效果，有些还有多个声道。在这样的系统中，当切入一个声道时，因串扰会导致在另一个声道中产生喀嗒声，这也是司空见惯地。
因此，人们希望能够尽量减少音频输出瞬变，特别是在音频系统(例如音频放大器)的待机模式和工作模式之间切换时。另外，人们还希望尽量减少在多声道系统中声道之间的串扰。
WO98/45938专利中描述了一种音频瞬变抑制装置，其中使用一个带有可变电阻的FET开关用来耦合一个等于“公共模式电压”的偏置电压到输出节点上。但是，这种设计的一个难点是需要使用输出阻抗较低的公共模式偏置电压源，我们将在下文中更详细说明这一问题。
US5,515.431(EP0,642,247A)专利中描述了一种用于电话电路的喇叭，该喇叭使用了一条控制电路来监视输出节点，以检测交流耦合电容器的充电何时“完成”。但是，该文件中描述的附加控制电路相当复杂，实现起来成本很高。
本发明的背景信息可以参考US5,805,020、US6,346,854、US4,410,855、US4,054,845和KR9,405,549专利。
现在，请看图1中的电路，图1中显示了一个支持工作模式和待机模式的数字音频系统100。两个开关S1 126和S2 134用于在工作模式和待机模式之间切换。在正常运转(工作模式)下，S1 126闭合，而S2 134开路；在待机模式下，S1126开路，而S2 134闭合。
音频系统100有两个电压，Vdd102是一个“正”电压，Vss104是一个“负”电压。在实际实现中，这两个电压通常由一个单端电源提供(例如，该电源包括一个正电压和一条地线)。电阻R4 106和R5 108构成一个分压器，这两个电阻在Vdd102和Vss104之间耦合，从而在节点112提供一个电压，由于R4与R5的值是相等的，因此，该电压为一个中值电压Vmid＝(Vdd+Vss)/2。电压Vmid112通过电容器C2 110去耦，以除去Vdd电压起伏和噪音。
电压Vmid112和Vss104为数—模转换器(DAC)114提供基准电压，数—模转换器114有一个数字输入116，该数字输入提供一个模拟输出Vdac118。该模拟输出在数字输入116的控制下可以在Vmid112和Vss104之间调节。对于数字音频信号，输出在Vmid最大值和Vss之间摆动，并且在这两个电压之间有一个静态电压中值。对于音频信号，该关于Vss的静态电压最好根据供给DAC114的基准电压(或供电电压)确定。
在工作模式下，开关S1126闭合，工作放大器A1 120被设置为一个非换向放大器(在本例中)，电阻R1 122和R2 124从输出节点X128提供反馈。需要注意的是，在图1的电路中，工作放大器120的反馈以Vss104为基准，而不是以Vmid112为基准，因此以Vss104为基准的DAC114的静态直流电平输出应乘以(1+R1/R2)，音频信号也如此。当R1等于R2时，非换向放大器的增益为2。当118处的输入电压Vdac等于Vss时，X128处的输出电压也为Vss。当118处的输入电压Vdac等于Vmid时，X128处的输出电压为Vss+2*(Vmid-Vss)＝Vdd。当118处的输入电压Vdac等于静态值(Vss+Vmid)/2时，X128处的输出电压为Vss+2*((Vmid+Vss)/2-Vss)＝Vmid。因此，X128处的输出信号在Vss和Vdd之间摆动，而静态电压为Vmid。
如果音频系统100的全部或部分制造在一块集成电路上，R1和R2、R4和R5可以紧靠在一起，并且具有相似的电阻值，以便提供严格匹配的元件值。采用这种方式，输出节点128上的静态电压和待机电压可以被严格控制为Vmid，不受电阻R1、R2、R4和R5的绝对值的制造公差的影响。
输出节点128上的信号由电容器C1 130进行交流耦合，从而把交流输出信号提供给外部负载R3 132。负载132带有与外部地线106(电压通常为Vss)连接的非驱动端。
在上述的音频DAC系统100中，通常Vss是接地的，而Vdd由一个正向单电源提供。因此，该电路的最大音频输出在良好耦合的基准值Vmid与地电压之间摆动。虽然本例中的音频信号是由数—模转换器产生的，但是从下文的讨论中我们可以看到，本发明所提供的抑制音频“喀嗒”声的方法适用于任何音频系统，而不限于上述的例子。
如图1所示，该音频系统有一个待机模式，在该模式下，系统的大部分可以关闭(例如在暂时无信号时)。而且，图1中所示的采用DAC子系统的音频系统可以具有多个声道，这些声道可能不需要同时工作。使用开关S1 126和S2 134可以实现这种“待机”模式。此处“待机”模式的含义比较广泛，通常可以指音频输出信号被抑制的任何模式，尽管抑制的目的是允许至少音频电路的一部分断电。
在图1的设计中，当电路处于待机模式时，开关S1 126开路，因此可以断掉工作放大器120以及DAC114(可选)的供电。但是，在进入待机模式时，电阻R1122和R2 124有把输出节点128的电压下拉为Vss104的趋势，因此，这种反向电压的跳变会导致音频信号在节点Y131上产生能够察觉的“喀嗒声”或“重击声”。而且，当工作放大器120重新激活且开关S1 126闭合以返回“工作”模式时，由于节点X128上的电压跳回静态电压值，使节点Y131上的电压在瞬间增加，因此会产生反向的“重击声”。
位于Vmid112与输出节点X128之间的开关S2 134和虚线连接136代表解决这个问题的一种尝试。假设R4 106和R5 108的并联阻抗比R1122+R2 124的串联阻抗小得多，那么闭合开关S2 134可以降低这种电压瞬变的幅度。R4和R5的低阻抗结合在Vmid上向节点X128产生比较强的电压驱动，而且这种电压受电阻R1 122和R2 124的影响不大。由于在待机模式下节点X128处于保持接近Vmid的状态，因此可以减少切入切出待机模式时的音频瞬变。实际上，R4 106和R5 108的适当低阻抗结合可能从Vdd102吸走太多的电流。而且，为了实现在音频频率下对Vmid去耦，采用较低的阻抗意味着电容器C2 110的值必须较大，这会增加电容器C2 110的体积，而且也不经济。因此，可以在Vmid112和通路136之间使用一个缓冲器。但是，必须在待机模式下对这种缓冲器供电，这在一定程度上会破坏实现待机模式的目的。另外，这还会导致成本和复杂性增加。
图2中的设计是在图1的设计基础上，在R2 124和Vss104之间增加了一个开关S3 138。开关S3 138通常情况下是闭合的(在“工作”模式下)，但是在待机模式下是开路的。在待机模式下，S3 138的作用是把电阻R1 122和R2 124从Vss104断开，使它们在待机模式下不会把节点128的输出降到Vss104。因此，在待机模式下，由于电阻R4 106和R5 108的作用，节点128的电压会变成Vmid112，这样，不论是工作模式还是待机模式，节点X128上的输出电压始终保持在Vmid。
但是这种方案也存在问题。在图2所示的设计的集成实现中，开关S3 138通常由一个MOS或一个二级晶体管构成。这个晶体管必须具有非零电阻，在与R2 124串联时，由于R2 124会改变信号增益，因此会显著改变节点X128上的静态电压值。虽然这可以通过调节R1和/或R2的值来补偿，但是这些电阻在制造公差或接通电阻随温度变化方面没有相互关联特性，所以在输出节点128上仍存在一些电压偏差。如果开关S3 128由二级晶体管构成，那么还会存在一些由于晶体管饱和电压导致的额外偏移。
开关S3 128的接通电阻也会随信号电流而变化。虽然这种效应很小，但是对于现代音频信号的100dB以上的线性度规范，这种效应还是很明显的。音频设计人员会尽量不在音频信号通路上使用晶体管开关(由于开关S1 126是在放大器的反馈回路内，因此其非线性将会被抑制，所以还是可以容忍的)。
而且，通常负载R3 132是外部负载，例如话筒、喇叭、功率放大器输入等等。在多声道系统中，这种负载可能最初不连接到电路中，但是有可能在某个子系统(例如图示的电路)处于非工作模式而多声道系统的其它部分仍处于工作模式时连接到电路中。在重新连接负载时，对C1 130的任何充电瞬变都会在输出节点X128上产生瞬变，而这种瞬变无法通过电容器C2 110的去耦作用完全消除。这种情况可能导致在工作声道中产生串扰和“喀嗒”声。例如，Vmid112可能用于偏置其它输入(例如话筒输入)以产生高信号增益，因此，即使在Vmid112上存在非常小的瞬变，也会在其它输入上产生不希望的、可以听到的喀嗒声。
因此，需要对这种音频瞬变抑制系统进行改进。发明内容
本发明所要解决的第一个问题是：提供一种具有两个模式的音频信号处理电路。
本发明所要解决的第二个问题是：在具有工作模式和待机模式的音频信号处理电路中提供一种抑制音频输出瞬变的方法。
为解决第一个问题，本发明音频信号处理电路，在第一个模式中，电路正常工作以提供音频信号输出；在第二个模式中，所述音频信号输出被抑制。该电路至少包含一个具有一个输出节点的工作信号处理级，该输出节点带有一个与第一直流电压连接的直流信号通路，该直流信号通路包含至少第一电阻元件。所述电路还包含一个输出信号瞬变抑制装置，该瞬变抑制装置包含第二电阻元件，该电阻元件可以切换为与第二直流电压连接或与所述输出节点连接。所述第二电阻元件的电阻应满足下面的条件：当该电阻元件连接到电路中时，在所述的第二个模式中，所述输出节点上的电压应等于所述第一个模式中的该节点上的静态电压。
第一和第二直流电压最好为固定电压或基准电压，例如供电电压(例如Vdd和地电压)。这样，第二电阻元件提供一个从输出节点到另一个电压(例如供电电压)的开关电阻路径，以便利用现有电压源而不需要使用其它电压源(例如缓冲电压源)。总体上说，第二电阻元件与第一电阻元件构成工作信号处理级的第一部分，当在电路中连接第二电阻元件时，如果没有音频信号，那么采用一个分压器可以把输出节点上的电压保持为静态电压(例如电路的工作电压)。
在这种设计中，虽然第一电阻元件可能由一个反馈元件(例如一个或多个放大器反馈电阻)构成，但是这种设计比较简单，实现起来成本也较低，并且不需要在功率放大器的反馈通路中连接切换元件。而且，最好把该音频信号处理电路的一部分或全部在集成电路上实现，以便使第一电阻元件和第二电阻元件的电阻值相匹配，实际上，在实际制造中，这两个电阻的值是相等的。用于切换第二电阻元件的开关可以为一个MOS或二极晶体管，或者是一个选通电路，例如基于MOSFET的CMOS开关。
上述音频信号处理电路可以是任何音频信号处理电路，但是最好带有一个放大器或前置放大器。这种设计最适合于单电源电路，特别是单电源集成电路，尤其是使用这种集成电路实现的多声道音频系统。
在本发明的实例中，工作信号处理级包含一个工作放大器或缓冲器，第一电阻元件包含一个或多个反馈电阻，用于设置电路的工作点或参数。工作信号处理级最好包含一个驱动装置，在第二个模式(待机模式)中，该驱动装置最好与输出节点断开，例如通过一个开关或把该驱动装置置为高阻状态。
工作信号处理级可能是电路的一个中间级或者是一个输出级，例如与输出耦合电容器连接以提供交流耦合电路输出。但是，如果这个第一级的输出是直流耦合的，那么可以选择输出节点上的电压，以便为后续级的输出提供适当的静态电压，特别是在第一级的输出与后续级的输出之间有一个直流信号通路的情况下。另外，还可以使用直流信号通路把输出节点的静态电压设置为一个固定电压值，例如前一级的供电电压或者地电压。在这种情况下，在待机模式中，最好把前一个级的驱动输出断开。换句话说，对于由若干个直流耦合级构成的链式网络或其它形式的网络，可以把第二电阻元件连接到链中的任何一个输出(最终输出或中间输出)，以便确定在断开驱动输出(最好是断开所有驱动输出)时最终输出(以及中间输出)的直流条件。
在多声道系统中，第一和第二直流基准电压最好对所有声道都是相同的。
为解决第二个问题，本发明音频瞬变抑制方法，包括把待机模式中的电路输出节点电压偏置为工作模式中的输出的静态电平。所述偏置方法是通过一个电阻分压器实现的，至少该分压器的一部分由一个或多个第一电阻构成，当所述音频信号处理电路处于工作模式时，上述第一电阻与所述输出节点耦合。
所述偏置方法最好包括：在从工作模式切换到待机模式或者从待机模式切换到工作模式时，把电阻分压器的第二部分与输出节点耦合；及把驱动信号与输出节点去耦断开。所述电阻分压器的第二部分最好包括与一个或多个第一电阻匹配的一个或多个第二电阻，例如通过在一个公共基片上制造这些电阻以实现它们之间的匹配。
为解决第二个问题，本发明音频瞬变抑制方法也可以采用如下方案：该方法包括在待机模式下连接所述电路的供电电压与电路的输出节点之间的一个或多个偏压电阻；使在待机模式下所述电路的输出节点电压被偏置为工作模式下的输出的静态电平值。
此外，相应地本发明还提供了按照上述方法工作的电路
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
1)可以最大限度地减的瞬变；
2)在工作模式下，不需要为第一、二组件串联任何晶体管开关，因此避免可能引入的任何偏置或失真；
3)而且，在多声道系统中，减小了瞬变耦合到其它声道中的可能性。附图说明
图1是含有一个重击声消除电路的第一音频系统的电路图。
图2是含有第二重击声消除电路的第二音频系统的电路图。
图3是实现本发明的一个目的并包含一个音频瞬变抑制电路的音频系统的电路图。
图4是实现本发明的一个目的的概念原理图。
图5是实现本发明的一个目的并包含音频瞬变抑制设计的二级音频系统的设计图。具体实施方式
总体来说，在本发明的实例中，在待机模式下，电路中的放大器或缓冲器输出(或者过滤器或其它信号处理电路的输出)被从电路上断开。虽然在一般情况下电路的输出节点电压会被电路中的一个或多个电阻元件拉向主供电电压(例如被拉低)，但是由于在本发明的设计中加入了与这些电阻元件匹配的元件，因此输出节点电压会被拉回到静态电压或非信号电压。把输出电压拉向主供电电压的电阻元件通常是反馈电路的元件，可能是一个或多个电阻；与这些电阻元件匹配的元件最好是匹配的电阻，业内有经验的人士能够理解此处所说的“匹配”不一定指“相等”，而是指使用匹配的电阻提供精确的电阻比。
总体来说，在本发明的实例中使用一个或多个开关电阻构成分压器，至少该分压器的一部分由一个或多个电阻(或电阻元件)构成，这些电阻在电路处于工作模式时起一定的作用，例如设置电路的工作点、参数、或特性等。这种设计提供了一种用于在待机模式下设置静态输出电压的精确的、廉价的方法。匹配电阻和放大器偏置最好比较精确，以便在工作模式和待机模式之间切换时提供一个低压阶段，例如低于30mV，最好低于10mV。
在本发明实施例中，在放大器或缓冲器有两个工作级的情况下，如果信号通路中的一级(例如第二级)的输出被两个级的反馈元件通过直流信号通路拉向主供电电压，那么采用本发明可以把任何一级的输出节点电压拉回静态电压。例如，(在信号通路中)第二级的输出可以被拉回上述的静态电压，第一级的输出也可以被拉回某个电压值(特别是静态电压)，这样可以使第二级的输出拉回静态电压。在待机模式下，最好把上述两个级的工作输出从反馈电路上断开，以便把其中某个级的输出电压固定为静态电平。
根据本发明实现的一个放大器系统可能具有两个以上的模式，包括一个工作模式和一个待机模式。该系统的一个输出节点被以电阻方式连接到不同于其静态“工作”电压的电压上；在工作模式下，这个节点被放大器驱动到“正确的”静态电压值；在待机模式下，放大器被断开或禁用，因此上述的与输出节点的电阻连接趋向于把输出节点电压拉向与该输出节点连接的(不同的)电压。这种趋势可以采用通过一个开关与电压源连接的电阻抵消。该电阻的值应选为能够把待机模式下的输出节点电压恢复到静态电压的电阻值。
在很多情况下(不是必须)，输出节点是通过一个电容器与负载进行交流耦合的。通过在该电容器的工作侧提供一个相同的静态直流电压可以抑制或消除切换瞬变，从而控制或消除输出“重击声”。加电重击声最好采用行业中常用的现有方法控制，例如限制加电的工作电流值，或者减慢Vmid的变化速率(dV/dt)等。
连接电阻以便在输出节点上恢复静态电压的开关可以采用一个MOS晶体管、选通电路、或者二极晶体管。为了能够断开放大器，可以在它的输出串联一个类似的开关，或该输出端关闭以实现零输出电流(即，置为高阻状态)。Vss和Vdd连接可以是外接地电势，也可以不是外接地电势。静态电压可以是Vdd/2，也可以是其它电压。
开关电阻可以在输出端，也可以在开关的固定电压端，或者也可以把开关连接在一对电阻之间，这对电阻的电阻值可以在输出节点上恢复静态电压。如果在上述的一对电阻之间连接开关，那么应该在最顶端的电阻(与基准电压或供电电压连接)的开关端与地之间连接一个电容器，以滤掉交流供电噪音。
上述放大器系统可能有多个声道，最好为每个声道提供独立的开关电阻，以便把各个声道的输出节点的电压恢复到静态电压值。在这种设计中，多个声道可以独立切换，但是可以共享一个去耦合电容器和最顶端电阻(与基准电压或供电电压连接)。
请参照图3所示，图3中的音频系统300除了带有一个本发明实施例的音频瞬变抑制电路外，与图1中的音频系统相似。特别是，电阻R6 304与开关S4 302串联在Vdd102和输出节点X128之间。
当系统处于工作模式时，开关S4 302开路，开关S1 126闭路。当系统处于待机模式时，开关S1 126开路，以断开工作放大器120的输出；开关S4 302闭合，通过电阻R6 304把输出节点128连接到Vdd。选择的R6 304的值(必要时还应计入开关S4 302的电阻值)应保证：在待机模式下，当R6 304与R1 122和R2 124串联在Vdd102和Vss104之间时，R6 304的值应把节点X128的电压值固定为Vmid(即静态电压)。如果静态电压等于Vmid，那么R6 304的值实际上与串联的R1 122和R2 124的电阻值相等。
图3的设计具有许多优点：
在集成电路系统中，电阻R1 122、R2 124和R6 304可以设计为精确匹配，这样，Vmid将为其标称阻值，因此当系统从工作模式切换为待机模式时，可以最大限度地减小节点X128上的瞬变。在工作模式下，不需要为R1 122和R2 124串联任何晶体管开关，因此避免可能引入的任何偏置或失真。而且，在多声道系统中，由于开关S4 302把电阻R6 304与低阻抗、良好去耦的电源(Vdd122)连接，因此减小了瞬变耦合到其它声道中的可能性。
图4是基于图3中音频瞬变抑制设计概念的原理图。
在图4中，放大器120被表示为一个提供电压输出Va的戴维宁(Thevenin)电压源402。在图4的示意图中与图3的元件相似的元件采用图3的参考编号。电压源402通过开关S1 126驱动输出节点128。在电路处于工作模式时，开关S1 126常闭，当电路处于待机模式时，它处于开路状态。在图4中，图3的电路中的反馈电阻对R1 122和R2 124由电阻Ra408代表，电阻R6 304由电阻Rb406代表，Rb406通过开关S4 404(在工作模式下常开)与Vdd102耦合。输出节点X128通过交流耦合电容器130与负载R3耦合。在图4所显示的例子中，Ra＝R1+R2，但是业内有经验的人士可能理解，Ra可以代表其它信号处理电路中的电阻元件的不同组合。
一般来说，Va为：
Va＝Vss+(Vdd-Vss)*y (公式1)
其中y是0到1之间的某个固定值，在本例中，通常为0.5。
由于S1 126处于反馈回路内，其电阻可以忽略。在待机模式下，开关S1 126开路，而开关S4 302闭合。电阻Rb406代表R6 304，它最好与开关S4 302的任何寄生电阻串联。因此，在待机模式下，输出节点X128的电压Vx为：
Vx＝Vss+(Vdd-Vss)/(1+Rb/Ra) (公式2)
节点X128在工作模式和待机模式下为相同电压值的条件是：
Vss+(Vdd-Vss)*y＝Vss+(Vdd-Vss)/(1+Rb/Ra)(公式3)
因此：
Rb/Ra＝(1/y)-1 (公式4)
如果y＝0.5，则Rb＝Ra。
图5是对二级放大器电路500的音频瞬变抑制设计的一种扩展。图5中的设计与图3中的设计相似，但是在输出节点128和输出耦合电容器130之间加入了一个反向放大器级。该级由一个工作放大器310构成，工作放大器带有一个与Vmid122和设置增益的反馈电阻R8 306与R7308连接的非反向输入。与工作放大器120一样，开关S5 122用于从与耦合电容器130连接的输出节点Z314上去掉放大器310的输出耦合。开关S5 122在工作模式下闭合，在待机模式下开路。
如图5所示，输出节点Z314的电压被包含R8 306、R7 308、R1 122以及R2 124(在系统500处于待机模式下时)的电阻路径拉向Vss104。开关电阻R6 304与节点Z314连接。从图4的原理中我们可以看到，Ra＝R8+R7+R1+R2。为了在待机模式下把输出节点Z314的电压设置在Vmid，电阻R6 304与开关S4 302的寄生电阻的和应等于R8 306、R7 308、R1 122和R2 124的组合值。
在本发明的另一种设计中，电阻R6 304可以与节点X128耦合，而不是与节点Z314耦合，如图中的虚线316所示。在这种情况下，Ra＝R1+R2。为了把节点X128的电压值设置为Vmid，R6 304与开关302的任何接通电阻的组合值应该等于R1 122和R2 124的串联组合值。我们可以知道，在这种设计中，当开关S5 312开路时，节点Z314上的电压将通过电阻R8 306和R7 308被拉向节点X128的静态电压值，并且最终与节点X128的电压值相同。
本领域的普通技术人员可以理解，在上述实例中，开关S1126(或者S5 312)在实际应用中可能并不存在，而实际上是一个输出驱动级，例如工作放大器，通过把该驱动级置于高阻输出状态实现断开，在这种情况下，该驱动器实际上提供零输出电路。
上述的电路和方法不限于在信号通路中存在交流耦合电容器的系统，对于全直流耦合系统，避免在待机模式和工作模式间切换时的瞬变也非常重要。本领域的普通技术人员可以知道，上述电路和方法也适用于此类直流耦合系统，例如以短路代替上述的电容器C1 130的系统。
虽然本发明的实例是以放大器电路说明的，但是本发明还适用于其它音频信号处理系统，例如前置放大器电路或过滤电路等。本领域的普通技术人员可以很容易地在本发明的基础上进行变化。但是需要说明的是，本发明的适用范围不仅限于上述的实例。因此，任何根据本发明进行等价修改或修饰而获得的应用都应属于本发明的范围。