放大器电路 本发明涉及用于放大大规模集成电路中模拟电压的放大器电路，特别地涉及具有多个反相器和连接该放大器的输出和输入的反馈电容的放大器电路。
具有多个反相器和反馈电容的放大器电路是由本发明的反相器提供的，这些反相器可用来补偿大规模集成的模拟计算电路的放大器地输入/输出关系的线性。
在放大器电路中存在一个问题，即在超过预定的由大规模集成电路的各种参数求得的频率时增益急剧地降低。但是，在不少用途中需要更宽的频率范围。
因此，本发明的目的是要提供一种具有宽的频率范围的放大器电路，其频率范围宽于由该电路参数预计的频率。
根据本发明，多个单元放大器电路并联。通过互相改变这些单元放大器电路的频率特性，就获得全部单元放大器电路的综合特性。
图1是有关本发明第一个实施例的放大器电路的电路图。
图2是有关本发明第二个实施例的放大器电路的电路图。
图3是图1和2中所示的反相器的电路图。
图4是一张曲线图，示出了输入信号频率与放大器电路和单元放大器电路的增益之间的关系。
图5是一张电路图，示出了该实施例一个单元放大器电路的一个变形型式。
图6的一张电路图示出了该实施例一个单元放大器电路的另一个变形型式。
“Ampi”是一个单元放大器电路，“INVi”是一个输入电容，“C11”和“C21”是输入电容，“Cf1”“Cf2”是反馈电容，而“CL1”和“CL2”是低通电容。
下面参考附图说明本发明的一个实施例。图1是表示本发明第一个实施例的一个放大器电路的电路图。
图1的放大器电路由通常与输入电压Vin和输出电压Vout连接的两个并联的单元放大器电路Amp1和Amp2组成。第一个单元放大器Amp1包括反相器INV10，与反相器INV10的输入端相连的输入电容C11和将反相器INV10的输出反馈给输入的反馈电容Cf1。第二个单元放大器电路Amp2，结构与Amp1类同，由反相器INV20，输出电容C21和反馈电容Cf2组成。
输入电容C11和C21在施加输入电压时阻止由于输入电压而引起的电流通过那里。反馈电容Cf1和Cf2具有产生精确地与输入电压成正比的输出电压的功能。
图2是表示本发明的第二个实施例的电路图，由各具有三个串联的反相器的并联的两个单元放大器电路组成。
第一个单元放大器电路Amp10由串联的反相器INV11、INV12和INV13组成。输入电容C11与第一级的反相器INV11的输入端相连，用于接受输入电压，同时阻止电流通过那里。反馈电容Cf1将末级的反相器INV13的输出反馈给第一级的反相器INV11的输入，以便迫使输入电压与输出电压一致。低通电容CL1一端与末级的反相器INV13的输出连接，而另一端接地。
第一级和末级之间的第二个反相器INV12的输出与一对平衡电阻R11和R12相连。第一个电阻R11一端与INV12相连，而另一端与电压源Vcc相连。第二个电阻R12一端与INV12相连，而另一端接地。平衡电阻降低了放大器电路的增益，从而防止不稳定的振荡或发散。
图1中的放大器电路的输入/输出关系的线性范围相当窄，因为这个电路由于只有一个反相器而增益低。实际的工作频率范围窄。在第二个实施例中，当使用三级串联的反相器时，增益提高。这就扩大了线性特性区的范围。
低通电容CL1有助于相裕度，而平衡电阻有助于增益裕度，从而在高频区防止了不稳定的振荡和发散。在大规模集成电路中形成的反相器尺寸这么小，因此只产生一点儿延时。不稳定的振荡容易在低频发生。低通电容降低了放大器在高频的增益，从而防止了振荡。
第一个电阻R11平衡了通过反相器INV12中的两个MOS的电流，因此这两个MOS的负荷变小。第二个电阻R12降低了反相器INV12的开路增益，因此该放大器电路的增益在整个频率范围内降低。
为了防止不稳定振荡和发散，至少应采用一个低通电容CL1或平衡电阻R11和R12。但是，当只采用CL1时，其电容值变得很大。当只采用平衡电阻时，线性则恶化。因此，它们两者都要采用。
第二个单元放大器电路Amp20由反相器INV21，INV22，1NV23组成，与第一个类同。输入电容C21连接在第一级的反相器INV21的输入侧，以便阻止电流。为了线性，反馈电容Cf2将末级的反相器INV23的输出反馈给第一级的反相器INV21的输入。平衡电阻R21，R22和低通电容CL2连至第二个反相器和最末个反相器的输出，以便防止不稳定振荡或发散。
图1和2的单元放大器电路中的每一个反相器是由串联的二个MOS组成的C—MOS(互补型MOS)反相器。一个是pMOS型晶体三极管T11，而另一个是nMOS型晶体三极管T12。pMOS型晶体三极管T11的漏极连有一个偏置电压Vd，而它的源极则与nMOS型晶体三极管T12的漏极相连。两个晶体三极管的栅极互相连接，而然后共同连至输入电容。nMOS型晶体三极管T12的源极接地。
在以上实施例中，并联的单元放大器电路的数目为2，但是本发明不受限制并且级数也没有限制，如果级数超过2的话。
从电气特性的技术观点看，改善特性靠增加单元放大器的数目，而从制造费用的经济观点看，最好单元放大器较少。在实际产品中，考虑到这些观点及其平衡来决定单元放大器的数目。
接下来，表1和图4示出了在4个并联的单元放大器和单个单元放大器的电路中增益与频率的特性比较。图4垂线表示增益，而水平线表示输入信号的频率。图中△—△是并联放大器的特性，而—是单个单元放大器电路的特性。水平线用对数尺度表示。
表1输入频率 200K1Hz 333KHz 500KHz 570KHz 850KHz 1000KHz单元放大器电路 1.0 0.6 0.4 0.4 0.3 0.2放大器电路 1.0 1.0 1.0 1.0 0.9 0.9
当输入信号的频率到1000Hz为止时，在单个单元放大器电路中增益的减少是显著的。另一方面，在并联放大器中，在高达1000Hz的范围内增益几乎没有减少。
从以上比较中，可以知道多个单元放大器的电路比单个放大器具有更大的驱动能力。增加输出的数目是可能的。由于多个电路的平均作用，并联在输出的精度方面是有利的。
图5和6示出了图2的单元放大器电路，Amp10的变种。在图5中，平衡电阻R13和R14布置在第一个和第二个反相器INV11和INV12之间。在图6中，在INV11和INV12之间有电阻R13和R14，而在第二个反相器和第三个反相器INV12和INV13之间有电阻R11和R12。图5和图6可以防止两个电路的不稳定振荡。
对于图2的第二个单元放大器电路Amp20，可以采用上述图5和6的变种。可将这些电路自由组合用于Amp10和Amp20。
如上所述，根据本发明，多个并联的单元放大器电路具有完全良好的频率特性，并且通过改善输送电流的能力增加输出的数目，而且提高了计算精度。