塔顶放大器中的可配置式电流池 [技术领域]
本发明涉及塔顶放大器TMA、双向塔顶增强器(TMB)等射频设备，特别涉及一种塔顶射频设备可配置式电流池。
[背景技术]
塔顶放大器或者塔顶双向增强器设射频设备都用于放大接收射频信号，为了进一步减少接收信号在射频馈线中的衰减，提高信号接收灵敏度，都是直接安装在天线的底端，远离基站控制单元。
塔顶放大器等射频设备与基站控制单元之间使用射频馈线连接。基站控制单元通过射频馈线在传输信号的同时，还通过射频馈线向塔顶放大器等射频设备供电.塔顶放大器在工作过程中，种种不可预测的原因都可能会导致放大器故障，例如场效应管失效、电源失效、LNA过热等等。塔顶放大器中的模块出现故障后，其中的嵌入式控制器都能够检测到故障信息。目前的系统中，当塔顶放大器中的嵌入式控制器检测到放大器故障后，都是采用电流池技术拉电流告警的方式在第一时间将故障信息报告给基站的，如图2所示。1-4号模块是TMA控制和相关功能模块，5号模块为电流池模块，正常工作时只有1-4号模块消耗电流，电流池模块关闭。当1-4号模块工作出现异常，微控制器会启动电流池模块工作，使塔顶放大器总的消耗电流增大至一个预先设定好的范围，以此告知基站，TMA已经发生故障，需要及时处理。所谓电流池拉电流告警就是指故障发生后使塔顶放大器的消耗电流在正常工作电流的基础上再额外增加规定额度的消耗电流，以此来告知基站控制器塔顶放大器处于故障状态，并通过额外增加的消耗电流的额度来报告不同的故障信息。
目前的设计中，电流池通常使用电阻式固定电流池(图3)。例如塔顶放大器中电源输出电压为Ys，电阻式电流池也即是一个阻值为R的大功率电阻或是电阻阵列。正常工作状态下，MOSFET处于截至状态，当塔顶放大器出现故障时，通过控制端使MOSFET导通，将该功率电阻接于电源电压上，这样便可以产生一个I＝Ys/R的拉电流告警信息。
这种设计的缺点是显而易见的。首先，在电源电压一定的前提下，电流池所消耗的电流是由电阻决定的，因而电流池所能拉电流的额度是固定的，不可以配置的，针对不同要求配置的塔顶放大器，需要设计相对应的电流池，因此，现有的电流池使用比较受限制；其次，由于供电电压范围较宽，因而上式中的Ys需要是电源芯片的输出电压，这样就导致电流池的消耗电流全部是加在了电源芯片上，导致电源芯片发热加重，而且更加严重的问题是，会影响电源芯片输出电压的稳定性，从而影响对LNA的供电，导致塔顶放大器性能有可能受到影响。
[发明内容]
本发明克服了上述技术的不足，提供了一种可配置、可多级告警、电源芯片的功率耗散小、电源芯片发热少，电源芯片输出电压的稳定性高的塔顶射频设备可配置式电流池。
为实现上述目的，本发明采用了下列技术方案：
塔顶放大器中的可配置式告警电流池，包括将PWM信号变换为模拟电压信号的二阶BYtterworth低通滤波器和由二阶BYtterworth低通滤波器输出的模拟电压信号控制的负反馈电流池电路；所述负反馈电流池电路与电源连接，该负反馈电流池电路的消耗电流只与所述模拟电压信号大小有关。
所述负反馈电流池电路的消耗电流与所述模拟电压信号大小成正比例关系。
所述二阶BYtterworth低通滤波器截止频率范围：10-500Hz，PWM信号频率范围：5KHz-30KHZ。
所述二阶BYtterworth低通滤波器由第一、第二电阻R1、R2，第一、第二电容C1、C2和第一运算放大器Y1组成；所述第一运算放大器Y1的同相输入端通过第二、第一电阻R2、R1后形成与微控制器连接的PWM信号输入端A，所述第一运算放大器Y1的同相输入端同时通过第二电容C2接地，所述第一运算放大器Y1的反相输入端与第一运算放大器Y1的输出端、第一电容C1的一端连接后作为二阶BYtterworth低通滤波器的输出端，第一电容C1的另一端与第一、第二电阻R1、R2之间的接点连接。
所述负反馈电流池电路包括有第四、第五、第六、第七、第八电阻R4、R5、R6、R7、R8、第四电容C4、第二运算放大器Y2和达林顿管Q1，第二运算放大器Y2的同相输入端与第四、第五电阻R4、R5的一端分别连接，第四电阻R4的另一端与二阶BYtterworth低通滤波器的输出端连接，第五电阻R5的另一端接地；所述第二运算放大器Y2的反相输入端与第四电容C4的一端、第六电阻R6地一端分别连接，第六电阻R6的另一端与第七电阻R7一端连接后与达林顿管Q1的低压端连接，第七电阻R7另一端接地；第二运算放大器Y2的输出端与第四电容C4的另一端、第八电阻R8的一端分别连接，第八电阻R8的另一端与达林顿管Q1的控制端连接，达林顿管Q1的高压端通过与电源POWER连接。
所述第二运算放大器Y2的反相输入端通过肖特基二极管D1形成与微控制器连接的关闭信号端B。
在达林顿管Q1的高压端与电源POWER之间还设有滤波电路，该滤波电路包括有第三电容C3和电感L1，所述达林顿管Q1的高压端通过该电感L1与电源输入端POWER及第三电容C3的一端分别连接，第三电容C3的另一端接地。
所述达林顿管Q1由两个NPN三极管组成，前一个NPN三极管的基极作为达林顿管Q1的控制端，前一个NPN三极管的集电极与后一个NPN三极管的集电极连接后作为达林顿管Q1的高压端，前一个NPN三极管的发射极与后一个NPN三极管的基极连接，后一个NPN三极管的的发射极作为达林顿管Q1的低压端。
本发明通过微控制器输出占空比可调的PWM信号，然后经过二阶BYtterworth低通滤波器，将PWM信号转化为模拟电压信号，再由模拟电压控制负反馈电流池电路的消耗电流，这样就可以通过嵌入式软件通过改变PWM信号的占空比，从而实现不同级别的消耗电流。此外，在电流控制方面使用了电流负反馈技术来稳定负反馈电流池电路的消耗电流，实现消耗电流只受PWM信号转化而来的模拟电压的控制，而不受电源输入电压的影响，大大减小了其对电源芯片的供电需求，减小电源芯片的功率耗散，减少电源芯片发热，并提高电源芯片输出电压的稳定性。
[附图说明]
下面结合附图与本发明专利的实施方式作进一步详细的描述：
图1为本发明的可配置式告警电流池电路的原理图
图2为本发明用在塔顶放大器中的工作原理框图；
图3为现有的电阻式固定告警电流池。
[具体实施方式]
参见图1，本发明为塔顶放大器中的可配置式电流池，包括二阶BYtterworth低通滤波器1和负反馈电流池电路2。二阶BYtterworth低通滤波器1与微控制器连接，能够将微控制器输出的PWM信号变换为模拟电压信号，负反馈电流池电路2与二阶BYtterworth低通滤波器1输出端以及电源分别连接，该负反馈电流池电路2本身的消耗电流只与所述模拟电压信号大小有关，而与电源的输入电压无关。消耗电流是指负反馈电流池电路2中的耗能电阻所消耗的电流。
所述二阶BYtterworth低通滤波器1由第一、第二电阻R1、R2，第一、第二电容C1、C2和第一运算放大器Y1组成；所述第一运算放大器Y1的同相输入端通过第二、第一电阻R2、R1后形成与微控制器连接的PWM信号输入端A，所述第一运算放大器Y1的同相输入端同时通过第二电容C2接地，所述第一运算放大器Y1的反相输入端与第一运算放大器Y1的输出端、第一电容C1的一端连接后作为二阶BYtterworth低通滤波器1的输出端，第一电容C1的另一端与第一、第二电阻R1、R2之间的接点连接。
所述二阶BYtterworth低通滤波器1实现将微控制器输出的PWM信号转化为模拟电压信号，其传递函数为：
G(s)=1(R1C1s+1)(R2C2s+1)---(1)]]>
该低通滤波器截至频率取值范围：10-500Hz。PWM信号的频率为5KHz-30KHz，PWM信号经过低通滤波器，便可以转换为与其冲量相等的模拟信号。二阶BYtterworth低通滤波器1输出的模拟电压的表达式为：
V＝K1×VCC×q (2)
其中：K1为滤波器的带内增益；
VCC为微控制器的IO输出高电平电压；
q为PWM信号的占空比。
所述负反馈电流池电路2包括有第四、第五、第六、第七、第八电阻R4、R5、R6、R7、R8、第四电容C4、第二运算放大器Y2和达林顿管Q1，其中R7为大功率的耗能电阻。第二运算放大器Y2的同相输入端与第四、第五电阻R4、R5的一端分别连接，第四电阻R4的另一端与二阶BYtterworth低通滤波器1的输出端连接，第五电阻R5的另一端接地；所述第二运算放大器Y2的反相输入端与第四电容C4的一端、第六电阻R6的一端分别连接，第六电阻R6的另一端与第七电阻R7一端连接后与达林顿管Q1的低压端连接，第七电阻R7另一端接地；第二运算放大器Y2的输出端与第四电容C4的另一端、第八电阻R8的一端分别连接，第八电阻R8的另一端与达林顿管Q1的控制端连接，达林顿管Q1的高压端与电源POWER连接。
在达林顿管Q1的高压端与电源POWER之间还设有滤波电路，该滤波电路包括有第三电容C3和电感L1，所述达林顿管Q1的高压端通过该电感L1与电源输入端POWER及第三电容C3的一端分别连接，第三电容C3的另一端接地。第三电容C3和电感L1的滤波作用可以减小电流池消耗电流变化的时候对塔顶放大器供电的冲击。
所述达林顿管Q1由两个NPN三极管组成，前一个NPN三极管的基极作为达林顿管Q1的控制端，前一个NPN三极管的集电极与后一个NPN三极管的集电极连接后作为达林顿管Q1的高压端，前一个NPN三极管的发射极与后一个NPN三极管的基极连接，后一个NPN三极管的的发射极作为达林顿管Q1的低压端。当然，所述达林顿管Q1也可以由两PNP三极管组成，还可以由一个NPN三极管和一个PNP三极管组成。
下面分析负反馈电流池电路2的消耗电流与所述输入模拟电压信号大小的关系。
设第四电阻R4左端的电压为Uin，其等于二阶BYtterworth低通滤波器1输出的模拟电压V，即Uin＝K1×VCC×q，第二运算放大器Y2的同相输入端电压为V+，反相输入端电压为V-，流过第七电阻R7的消耗电流为I1，流过第六电阻R6的电流为I2，电流池总的消耗电流为I1和I2的总和，由第二运算放大器特性已经电流负反馈电路关系可得：
V-＝R7×I1 (3)
I2＝0 (4)
V+＝V- (5)
V+＝Uin×R5/(R5+R6) (6)
综合上面四个式子可得其中0V≤Uin≤5V；
从而得到负反馈电流池电路2的消耗电流与所述模拟电压信号大小是：消耗电流等于模拟电压乘以即正比例关系。消耗电流与电流池供电电源的供电输入电压无关，从而可以精确控制电流池的消耗电流，而不受电源电压波动的影响。例如取则模拟电压和消耗电流有如下关系：模拟电压为1V，则消耗电流50mA，模拟电压为4V，则消耗电流为200mA，该电流池消耗电流可调节的范围是从0-250mA。由于Uin＝K1×VCC×q，所以这样消耗电流与PWM信号的占空比也成正比例，可以通过嵌入式软件通过改变PWM信号的占空比，从而实现不同级别的消耗电流，实现可配置，可以用于不同消耗电流级别的塔顶放大器。
为了便于在不工作时关闭掉整个电流池，本发明还包括有关闭信号端B。所述第二运算放大器Y2的反相输入端通过肖特基二极管D1形成与微控制器连接的关闭信号端B。当需要关闭电流池式，将微控制器与该关闭信号端B连接的引脚置为高电平，这样达林顿管就被关闭，从而整个电流池被关闭。
使用时，将微控制器输出PWM信号的引脚连接到本发明的PWM信号输入端A上，将输入电源连接到本发明的电源输入端POWER上，然后再使用微控制器的一个通用输入输出引脚来连接到本发明的关闭信号端B上。需要调节电流池消耗电流时，只需要根据消耗电流的目标值计算出所需的PWM信号的占空比，然后通过PWM信号输出即可。当不需要电流池工作的时候，将与关闭信号端B连接的微控制器的引脚置为高电平，关闭电流池。
参见图2，正常工作时只有1-4号模块消耗电流，电流池模块关闭。当1-4号模块工作出现异常，微控制器会启动本发明的电流池工作，使塔顶放大器的消耗电流在正常工作电流的基础上再额外增加规定额度的消耗电流所述消耗电流与电流池供电电源的供电输入电压无关，从而可以精确控制电流池的消耗电流，而不受电源电压波动的影响，通过调节以此来告知基站控制器塔顶放大器处于故障状态，并通过额外增加的消耗电流的额度来报告不同的故障信息，以此告知基站，塔顶放大器TMA已经发生故障，需要及时处理。