CDMA通信中使用的具有非邻接谱占用的正交扩频波形生成.pdf

本申请中的技术解决这些问题(和其它问题)并满足上述标识的期望目标(和其它目标)。该技术在诸如射频频带等可用非持续谱上扩展信号，使得扩展信号只占用非邻接谱。这样，能在其它情况下将不可用于直序扩频的片段的或非邻接的谱中使用CDMA发射和接收。优选是在谱的非邻接部分上执行扩展而不在位于容许谱之间的不可用谱的部分中产生不可接受的干扰。通过在位于容许谱之间的不可用谱的部分中避免不可接受的干扰，可由其它用户或服务使用不可用谱。

1.  一种使用占用电磁谱的预定非邻接区域的码分多址信号来传送信息的方法，所述方法的特征在于以下步骤：
生成在所述电磁谱的允许区域中具有非零分量并且在所述电磁谱的非允许区域中具有零分量的非邻接谱；
产生与所述非邻接谱相关联的非邻接谱扩展信号；
将所述信息处理成数据符号的流；
组合所述非邻接谱扩展信号和来自所述流的数据符号以产生数据调制的信号；
将所述数据调制的信号调制到具有期望的中心频率的载波信号上以产生用于发射的信号；以及
发射所述发射信号。

2.  如权利要求1所述的通信方法，其中产生非邻接谱扩展信号的步骤包括在所述非邻接谱上执行离散傅立叶变换以产生时间波形样本的序列。

3.  如权利要求2所述的通信系统，其中组合所述非邻接谱扩展信号和来自所述流的数据符号以产生所述数据调制的信号的步骤包括将所述数据符号值乘以时间波形样本的所述序列的每个样本。

4.  如权利要求3所述的方法，还包括：
重复对应于所述非邻接谱扩展信号的信号样本的块，以及
使用成形函数将来自所重复的块的连续样本加权以产生在所述组合中使用的成形的非邻接谱扩展信号。

5.  如权利要求4所述的方法，还包括：
在存储器中存储结果的成形的非邻接谱扩展信号的样本。

6.  如权利要求1所述的方法，其中产生非邻接谱扩展信号的步骤包括分配复数以表示所述非邻接谱的每个非零分量的幅度和相位，并且分配零值以表示零谱分量。

7.  如权利要求6所述的方法，其中组合所述非邻接谱扩展信号和来自所述流的数据符号以产生数据调制的信号的步骤包括：
将所述数据符号值乘以所述复数的每个以生成积的集合，以及
在积的所述集合上执行离散傅立叶变换以产生所述数据调制的信号。

8.  如权利要求1所述的方法，还包括：
重复对应于所述数据调制的信号的信号样本的块，以及
使用成形函数将来自所重复的块的连续样本加权以产生成形的数据调制的信号。

9.  如权利要求8所述的方法，还包括：
重叠来自所述流的连续数据符号产生的数据调制的信号以产生发射信号。

10.  如权利要求1所述的方法，其中所述生成包括：
从正交序列的集合选择序列，以及
使用所述序列来生成所述非邻接谱，并确定连续非零谱分量的相位。

11.  如权利要求10所述的方法，包括：
使用来自正交码的所述集合的第一码，产生第一数据调制的信号；
使用来自正交码的所述集合的第二码，产生至少第二数据调制的信号；
组合所述第一和至少所述第二数据调制的信号以产生复合调制信号；以及
在所述调制步骤中使用所述复合调制信号。

12.  一种用于在发射器(图6)中使用的设备，用于使用占用电磁谱的预定非邻接区域的码分多址信号来传送信息，其特征在于配置成执行以下步骤的电子电路：
生成(110，100)在所述电磁谱的允许区域中具有非零分量并且在所述电磁谱的非允许区域中具有零分量的非邻接谱；
产生(100)与所述非邻接谱相关联的非邻接谱扩展信号；
将所述信息处理(110)成数据符号的流；
组合(120)所述非邻接谱扩展信号和来自所述流的数据符号以产生数据调制的信号；以及
将所述数据调制的信号调制(150)到具有期望的中心频率的载波信号上以产生用于发射的信号。

13.  如权利要求12所述的设备，其中所述电子电路配置成通过在所述非邻接谱上执行离散傅立叶变换以产生时间波形样本的序列，产生非邻接谱扩展信号。

14.  如权利要求13所述的设备，其中所述电子电路配置成通过将所述数据符号值乘以时间波形样本的所述序列的每个样本，组合所述非邻接谱扩展信号和来自所述流的数据符号以产生所述数据调制的信号。

15.  如权利要求14所述的设备，其中所述电子电路配置成：
重复对应于所述非邻接谱扩展信号的信号样本的块，以及
使用成形函数将来自所重复的块的连续样本加权以产生在所述组合中使用的成形的非邻接谱扩展信号。

16.  如权利要求15所述的设备，还包括存储器(100)，其中所述电子电路配置成在所述存储器中存储结果的成形的非邻接谱扩展信号的样本。

17.  如权利要求12所述的设备，其中所述电子电路配置成通过分配复数以表示所述非邻接谱的每个非零分量的幅度和相位，并且分配零值以表示零谱分量，产生非邻接谱扩展信号。

18.  如权利要求17所述的设备，其中所述电子电路配置成通过以下操作组合所述非邻接谱扩展信号和来自所述流的数据符号以产生数据调制的信号：
将所述数据符号值乘以所述复数的每个以生成积的集合，以及
在积的所述集合上执行离散傅立叶变换以产生所述数据调制的信号。

19.  如权利要求12所述的设备，其中所述电子电路配置成：
重复对应于所述数据调制的信号的信号样本的块，以及
使用成形函数将来自所重复的块的连续样本加权以产生成形的数据调制的信号。

20.  如权利要求19所述的设备，其中所述电子电路配置成：
重叠来自所述流的连续数据符号产生的数据调制的信号以产生发射信号。

21.  如权利要求12所述的设备，其中所述电子电路配置成：
从正交序列的集合选择序列，以及
使用所述序列来生成所述非邻接谱，并确定连续非零谱分量的相位。

22.  如权利要求21所述的设备，其中所述电子电路配置成：
使用来自正交码的所述集合的第一码，产生第一数据调制的信号；
使用来自正交码的所述集合的第二码，产生至少第二数据调制的信号；
组合所述第一和至少所述第二数据调制的信号以产生复合调制信号；以及
使用所述复合调制信号。

23.  一种用于在接收器中使用的方法，用于使用占用电磁谱的预定非邻接区域的码分多址信号来传送信息，所述方法的特征在于：
接收包含非邻接谱信号的时域中的信号波形；
变换所述时域信号波形分量的一个或多个分量以产生邻接谱分量；
从所述邻接谱分量选择对应于所述预定非邻接区域的那些分量以获得非邻接谱分量；
处理所述非邻接谱分量以产生一个或多个接收的符号值；以及
解码接收的符号值以再现所述信息。

24.  如权利要求23所述的方法，其中所接收的信号包括以数据符号调制的重复的、成形的信号块，所述方法还包括：
使用匹配滤波器，通过对应的成形函数将每个信号块加权，
将所加权的块的对应样本相加以生成对应于所述非邻接谱波形时间样本的匹配滤波块，以及
变换所述匹配滤波块以产生所述邻接谱分量。

25.  如权利要求24所述的方法，其中所述处理包括将所述非邻接谱分量加权和组合以产生一个或多个接收的符号值。

26.  如权利要求25所述的方法，其中所述加权和组合包括使用在发射所述信息的发射器应用的加权的复共轭，将所述非邻接谱分量加权。

27.  如权利要求26所述的方法，其中在所述发射器应用的所述加权是从正交码的集合选择的加权值的向量，所述方法还包括：
使用加权值的第一向量的复共轭，执行第一加权和组合以产生第一数据符号值，以及
使用加权值的第二向量的复共轭，执行第二加权和组合以产生第二数据符号值。

28.  如权利要求27所述的方法，其中所述加权还包括使用从所述发射器到所述接收器的传播路径引起的每个样本的相位变化的估计，将非邻接谱样本加权。

29.  如权利要求28所述的方法，其中当所述传播路径包括来自相同发射器的干扰和来自不同发射器的干扰时，所述加权允许信息解码。

30.  一种用于在接收器中使用的设备(图7)，用于使用占用电磁谱的预定非邻接区域的码分多址信号来传送信息，包括特征在于配置成执行以下步骤的电子电路：
接收包含非邻接谱信号的时域中的信号波形；
变换(210)所述时域信号波形分量的一个或多个分量以产生邻接谱分量；
从所述邻接谱分量选择对应于所述预定非邻接区域的那些分量以获得非邻接谱分量；
处理(200)所述非邻接谱分量以产生一个或多个接收的符号值；以及
解码接收的符号值以再现所述信息。

31.  如权利要求30所述的设备，其中所接收的信号包括以数据符号调制的重复的、成形的信号块，以及其中所述电子电路配置成：
使用匹配滤波器，通过对应的成形函数将每个信号块加权，
将所加权的块的对应样本相加以生成对应于所述非邻接谱波形时间样本的匹配滤波块，以及
变换所述匹配滤波块以产生所述邻接谱分量。

32.  如权利要求31所述的设备，其中所述处理包括将所述非邻接谱分量加权和组合(200)以产生一个或多个接收的符号值。

33.  如权利要求32所述的设备，其中所述加权和组合包括使用在发射所述信息的发射器应用的加权的复共轭，将所述非邻接谱分量加权。

34.  如权利要求33所述的设备，其中在所述发射器应用的所述加权是从正交码的集合选择的加权值的向量，所述电子电路还配置成：
使用加权值的第一向量的复共轭，执行第一加权和组合以产生第一数据符号值，以及
使用加权值的第二向量的复共轭，执行第二加权和组合以产生第二数据符号值。

35.  如权利要求34所述的设备，其中所述加权还包括使用从所述发射器到所述接收器的传播路径引起的每个样本的相位变化的估计，将非邻接谱样本加权。

CDMA通信中使用的具有非邻接谱占用的正交扩频波形生成
技术领域
[0001]本技术领域是通信。下面描述的技术涉及码分多址(CDMA)。非限制性示例应用包括诸如蜂窝和卫星通信系统等多址通信系统。
背景技术
[0002]CDMA系统中使用的直序扩频生成伪随机码，并通过伪随机码以乘法方式调制窄带、数据调制的信号，将它扩展到射频(RF)谱上。通过不同的码(优选是正交码)扩展的其它信号可在频率和时间上重叠，并且还可在设计成使用其特定伪随机码解调或解扩特定信号的接收器中进行区分。扩谱信号占用的频谱是邻接的，这意味着发射的信号连续占用跨特定频带的谱的该频带；在该频带中不存在扩展信号基本上未占用的谱部分。跨谱的连续占用是伪随机码的不可避免的属性，这是因为谱是伪随机码的自相关函数的傅立叶变换。根据定义，伪随机码具有迪拉克(Dirac)或单位脉冲响应函数自相关，因此，其傅立叶变换在频域中是平坦和连续的。
[0003]跳频(FH)扩频使用非邻接谱，所有信号能量瞬间出现在一个FH信道中。但该信道在各时刻或各跳之间快速移动。能量出现在任何一个FH信道中的时间称为“停留时间”。跳频系统对本身和来往于其它系统的干扰特征因此与直序(DS)CDMA系统完全不同。跳频发射倾向于创建并能容忍具有低发生概率的高度瞬时窄带干扰。直序发射创建并能容忍低度的持续宽带干扰。在需要与不需要的发射器和接收器之间有大的距离变化的情况称为“高近/远比”情况，在这些情况中，跳频通常提供优越的性能。在需要与不需要的无线电相互等距的情况中，如具有不与其它地面服务共享的专用谱的卫星系统，直序可提供更佳的性能。直序扩频(DSSS)也在像蜂窝系统等许多现代无线通信系统中使用，其中，可通过命令移动终端经最近基站通信来管理近/远比。
[0004]迄今为止，只可能使用带有邻接谱的直序扩频。例如，由于历史或其它原因，被许可方不能使用直序，而是使用片段的或非邻接谱。非邻接意味着发射的信号同时占用跨特定频带的谱的多部分，因此，频带中有扩展信号未占用的谱的部分。
[0005]另一问题涉及多径传播。如果信号回波(echo)经延迟的路径收到，并且回波路径延迟大于调制符号的持续时间的小部分，则产生多径失真，其中连续的符号似乎混合在一起。此多径失真效应也称为符号间干扰(ISI)。有ISI问题的信号可使用各种类型的均衡器之一解码，如维特比最大似然序列估计算法、横向均衡器、判决反馈均衡器或其混合。用于直序扩谱信号的RAKE接收器执行类似的功能，但方式不同。
[0006]多径失真的其它解决方案包括将数据流划分成多个速度更慢的数据流，每个数据流的符号持续时间现在远远长于多径回波延迟，以及通过独立信道并行发射数据流。独立信道是在分配的带宽内邻接的窄带信道，并且此类型的发射被不同地称为“多音调制解调器调制”、“动态复用(Kineplex)”，并且当窄带信道的信道间隔带有相对每个信道上的数据率的特定关系时称为独立信道的正交频分复用(OFDM)。OFDM不是扩频，这是因为占用的总带宽与总底层数据率相称。两个OFDM信号不应重叠，因为它们不具有将允许接收器分别区分它们的区分性扩谱码。
[0007]任何情况下，期望在非邻接谱中使用扩谱码分多址系统，并能够将对此类非邻接谱通信的不利多径效应降低或降到最低。
发明内容
[0008]本申请中的技术解决这些问题(和其它问题)并满足上述标识的期望目标(和其它目标)。该技术在诸如射频频带等可用非持续谱上扩展信号，使得扩展信号基本上只占用非邻接谱。因此，不可用谱部分中的信号能量通常低于预定最大值，该最大值在一些情况下可能是极低的最大值。这样，能在其它情况下将不可用于直序扩展的片段的或非零接的谱中使用CDMA发射和接收。在电磁辐射的领域中，谱是以波长的或频率的顺序布置的一系列辐射能量。虽然本技术适用于任何类型的谱，但出于说明而非限制的目的，在下面的示例实施例中使用了频谱。
[0009]优选的是在谱的非邻接部分上执行扩展而不在位于容许谱之间的不可用谱的部分中产生不可接受的干扰。通过在位于容许谱之间的不可用谱的部分中避免不可接受的干扰，可由其它用户或服务使用不可用谱。即使在非邻接谱上扩展的此类信号的多个实例可能重叠，也能够通过使用不同的扩谱码来区分它们。与必须为每个新的数据符号块执行快速傅立叶变换(FFT)的OFDM相比，通过在对应于扩展数据符号的扩展码字上仅执行一次逆傅立叶变换而获得的非邻接谱扩展波形可一再重复，每次通过不同的连续底层数据符号进行调制。因此，非邻接谱的逆傅立叶变换只需要在发射器执行一次，并且结果的非邻接谱扩展波形被存储。
[0010]在一个示例实施例中，生成了预定的非邻接谱，该谱在电磁谱的允许或可用区域中具有非零分量，在电磁谱的非允许或非可用区域中具有零分量。产生与非邻接谱相关联的非邻接谱扩展信号。在一个优选的示例实现中，成形的非邻接谱扩展信号的样本可存储在存储器中以便重复使用。信息被处理成数据符号的流。非邻接谱扩展信号和来自流的数据符号经组合以产生数据调制的信号；随后，数据调制的信号被调制到具有期望的中心频率的载波信号上以产生用于发射的信号并被发射。由来自流的连续数据符号产生的数据调制的信号可重叠以产生发射信号。
[0011]在一个示例实现中，产生非邻接谱扩展信号包括在非邻接谱上执行离散傅立叶变换以产生时间波形样本的序列。组合非邻接谱扩展信号和来自流的数据符号以产生数据调制的信号包括将数据符号值乘以时间波形样本的序列的每个样本。优选的是重复对应于非邻接谱扩展信号的信号样本的块。使用成形函数将来自重复块的连续样本加权以产生组合中使用的成形的非邻接谱扩展信号。结果的成形的非邻接谱扩展信号的样本存储在存储器中。
[0012]在另一个示例实现中，产生非邻接谱扩展信号包括分配复数以表示非邻接谱的每个非零分量的幅度和相位，并且分配零值以表示零谱分量。组合非邻接谱扩展信号和来自流的数据符号以产生数据调制的信号包括将数据符号值乘以每个复数以生成积的集合，并在积的集合上执行离散傅立叶变换以产生数据调制的信号。优选的是重复对应于数据调制的信号的信号样本的块。使用成形函数将来自重复块的连续样本加权以产生成形的数据调制的信号。由来自流的连续数据符号产生的成形的数据调制的信号经重叠以产生发射信号。
[0013]在另一个示例实现中，从正交码的集合选择序列或码并使用它生成非邻接谱并确定连续非零谱分量的相位。使用来自正交码的集合的第一码产生第一数据调制的信号。使用来自正交码的集合的第二码产生至少第二数据调制的信号。第一和第二数据调制的信号经组合以产生复合调制信号，该复合调制信号在将数据调制的信号调制到载波信号上中使用。
[0014]在接收器，接收包括非邻接谱信号的时域中的信号波形。时域信号波形的一个或多个分量经变换以产生邻接谱分量。从邻接谱分量，选择对应于谱的预定非邻接区域的那些分量以获得非邻接谱分量。非邻接谱分量经处理以产生一个或多个接收的符号值。随后，解码符号值以再现信息。
[0015]在一个示例实现中，接收的信号包括以数据符号调制的重复的成形信号块。每个信号块可通过对应的成形函数来加权。所加权的块的对应样本经相加以生成对应于非邻接谱波形时间样本的匹配滤波块。匹配滤波块经变换以产生邻接谱分量。
[0016]处理功能可包括将非邻接谱分量加权和组合以产生一个或多个接收的符号值。加权和组合包括使用在发射信息的发射器应用的加权的复共轭，将非邻接谱分量加权。加权还能包括使用从发射器到接收器的传播路径引起的每个样本的相位变化的估计，将非邻接谱样本加权。当传播路径包括来自相同发射器的干扰和来自不同发射器的干扰时，此类加权允许信息解码。
[0017]在发射器应用的加权可以是例如从正交码的集合选择的加权值的向量。第一加权和组合使用加权值的第一向量的复共轭来执行，以产生第一数据符号值，并且第二加权和组合使用加权值的第二向量的复共轭来执行，以产生第二数据符号值。
附图说明
[0018]从下面附图的更详细描述，将明白各种目的、特征和优点，图中引用字符表示贯穿各视图的相同部分。
[0019]图1是示出用于生成非邻接谱扩展波形并将其与数据符号组合以用于无线电发射的非限制性示例过程的流程图；
[0020]图2是示出用于接收并解扩非邻接谱上扩展的信号的非限制性示例过程的流程图；
[0021]图3A和3B示出使用成形函数截断时域信号产生的谱响应；
[0022]图4以图形形式示出通过发射器中使用的相同波形成形函数使用匹配滤波器的接收器处理；
[0023]图5A-5E示出非邻接谱扩展波形的非限制性示例构造；
[0024]图6是用于组合非邻接谱的扩展波形和数据符号以用于无线电发射的非限制性示例设备的功能框图；以及
[0025]图7是用于在无线电接收器实现相关方法的非限制性示例设备的功能框图；以及
具体实施方式
[0026]在下面的说明中，为便于解释而不是限制，陈述了特定的细节，如特定的架构、接口、技术等，以便提供详尽理解。然而，本领域的技术人员将理解，可采用脱离这些特定细节的其它实施例。也就是说，本领域的技术人员将能够设计各种布置，这些布置虽然在本文中未明确描述或示出，但采用本发明的原理，因而包括在其精神和范围内。在一些情况下，忽略了公知的装置、电路和方法的详细描述以免不必要的细节混淆描述。本文中记载原理、方面和实施例的所有陈述及其特定示例旨在涵盖其结构和功能等效物。另外，此类等效物旨在包括当前已知等效物和将来开发的等效物，即，开发的执行相同功能的任何要素，而无论结构如何。
[0027]因此，例如，本领域的技术人员将理解，本文中的框图能表示采用技术的原理的说明性电路的概念视图。类似地，将理解任何流程图、状态转变图、伪码及诸如此类表示各种过程，这些过程基本上可在计算机可读媒体中表示并因此由计算机或处理器执行，而无论是否明确示出此类计算机或处理器。
[0028]包括标记为或描述为“处理器”或“控制器”的功能块的各种要素的功能可通过使用专用硬件及能够执行与适当软件关联的软件的硬件来提供。在通过处理器提供时，功能可通过单个专用处理器、单个共享处理器或其中的一些处理器可以是共享的或分布式的多个单独处理器来提供。另外，术语“处理器”或“控制器”的明确使用不应视为完全指能够执行软件的硬件，并且可包括但不限于数字信号处理器(DSP)硬件、用于存储软件的只读存储器(ROM)、随机访问存储器(RAM)和非易失性存储器。
[0029]从例如二进制值+1和-1等值的有限字母表中选择值的向量，使得该向量与相互正交向量的集合中的其它向量正交。该向量的值被视为对应正弦或余弦波形的乘数系数或正负号。每个正弦或余弦波形具有居中在频谱的分配频带中例如频率信道的谱的允许部分的频率。当谱的允许部分是非邻接时，在向量的元素之间插入零系数，对应于谱的非允许的或不可用的部分的位置。通过插入零来扩展的结果向量随后进行逆傅立叶变换以产生波形，波形的谱基本上受限于谱的允许部分。在一个非限制性实现中，脉冲状OFDM可用于限制谱的允许部分中的扩展信号波形上的不合需要的截断效应。任何情况下，非邻接谱扩展波形用于乘以窄带数据调制的波形以获得仅在谱的允许部分上扩展的扩谱信号，由此产生非谱邻接的CDMA信号。
[0030]可选择集合的其它向量以产生正交CDMA信号，同时仍在谱上受限于谱的允许部分。下面在组合谱向量正弦/余弦波形、正交向量和将发射的数据流的顺序中描述非限制性示例变化，这些变化在特定应用中具有优势。
[0031]下面的表1示出在谱域中称为谱向量、占用非邻接谱的多个相互正交码字的非限制性示例构造。
表1
+1 +1 +1 0 0 +1 +1 0 +1 +1 +1
+1 +1 +1 0 0 +1 -1 0 -1 -1 -1
+1 +1 -1 0 0 -1 +1 0 +1 -1 -1
+1 +1 -1 0 0 -1 -1 0 +1 +1 -1
+1 -1 +1 0 0 -1 +1 0 -1 +1 -1
+1 -1 +1 0 0 -1 -1 0 +1 -1 +1
+1 -1 -1 0 0 +1 +1 0 -1 -1 +1
+1 -1 -1 0 0 +1 -1 0 +1 +1 -1
[0032]零值的位置指示谱信号不应占用的谱，而非零值指示将占用的谱位置。仅检查非零值，能够看到每行是8阶的沃尔什-哈达马(Walsh-Hadamard)集合的码。可使用其它正交集。例如，可为任何期望数量的非零点构造正交傅立叶序列的集合，而沃尔什-哈达马码是等于2的某个次幂的长度，如上面例示的长度8的码。也可能加扰正交码序列。例如，可通过将每个码的对应元素乘以量值单位(magnitudeunity)的相同复因子，将沃尔什-哈达马码加扰。每个码的元素的顺序也可以加扰而不损坏其相互正交性，只要为每个码使用相同的加扰顺序。这样，可为分配到相邻服务区域中的不同用户群来产生多种正交码集合。
[0033]当在这11元素谱向量之一上执行逆傅立叶变换(IFT)时，结果是如下所述能用于数据发射的时域波形。其它谱向量当被类似变换时，产生能用于在相同信道上同时扩展和发射其它数据而无相互干扰的其它时域波形。用于此类非邻接扩展谱信号的接收器捕获时域中的接收的波形，并在其上执行傅立叶变换(FT)以重新构造谱向量。重新构造的谱向量随后与实际的谱向量的预存储版本相关以确定发射的数据。
[0034]上述11元素示例谱向量能使用前导和尾部零来“填充”以获得合成数的元素，如2的某个次幂，使得能够采用快速傅立叶变换(FFT)。例如，上述11元素谱向量能够填充到16个元素。随后，以适当的速率发射结果的16个时间样本(在对16元素谱向量进行IFFT后)以获得期望的谱。适当的速率是使谱能量落在指定的谱区域中并且在等于相邻谱线的间隔(Δf)的倒数的时间“T”内、即在T＝1/Δf(参见图5图示)内完成样本的块的发射的采样率。接收器可以相同的速率对接收的波形采样以便将数据解码。发射器中的数据调制可通过将从IFT或IFFT获得的非邻接谱扩展波形乘以复数据符号而实现，复数据符号的非限制性示例包括QPSK符号或16-QAM符号。符号值在包含对应于非邻接谱扩展波形的样本的块的时期T内是恒定的。发射器和接收器之一或两者可使用过采样以利于离散时间样本与持续波形之间的转变。即，可使用更精细的时间采样，使得需要的平滑或带限滤波器复杂度更低和/或成本更少。
[0035]图1是示出用于生成非邻接谱扩展波形并将其与数据符号组合以用于无线电发射的非限制性示例过程的流程图。生成在电磁谱的允许区域中具有非零分量、并且在电磁谱的非允许区域中具有零分量的非邻接谱(步骤S1)。非邻接谱经变换以产生非邻接谱扩展信号。一个示例变换是如步骤S2中所指示的傅立叶变换。其它变换也能够使用，例如，FFT。信息被处理成数据符号的流。非邻接谱扩展信号和来自流的数据符号经组合以产生数据调制的信号(步骤S3)。随后，数据调制的信号被调制到具有期望的中心频率的载波信号上(步骤S4)以产生用于发射的信号，然后被发射。由来自流的连续数据符号产生的数据调制的信号可重叠以产生发射信号。
[0036]在一个非限制性示例实现中，产生非邻接谱扩展信号包括在非邻接谱上执行离散傅立叶变换以产生时间波形样本的序列。这种情况下，组合非邻接谱扩展信号和来自流的数据符号以产生数据调制的信号包括将数据符号值乘以时间波形样本的序列的每个样本。结果的成形的非邻接谱扩展信号的样本可存储在存储器中。
[0037]在另一个非限制性示例实现中，产生非邻接谱扩展信号包括分配复数以表示非邻接谱的每个非零分量的幅度和相位，并且分配零值以表示零谱分量。随后，组合非邻接谱扩展信号和来自流的数据符号以产生数据调制的信号包括将数据符号值乘以每个复数以生成积的集合。在积的集合上执行离散傅立叶变换以产生数据调制的信号。
[0038]在接收器，执行一组反向的操作。图2是示出用于接收占用电磁谱的预定区域的信号并将其解扩的非限制性示例过程的流程图。包括包含非邻接谱信号的时域中的信号波形的信号被接收(步骤S10)并下变频到基带(步骤S11)。时域信号波形的一个或多个分量经变换以产生邻接谱分量(步骤S12)。选择对应于谱的预定非邻接区域的邻接谱分量以获得非邻接谱分量(步骤S13)。非邻接谱分量经处理以产生一个或多个接收的符号值(步骤S14)。随后，接收的符号值被解码以再现信息(步骤S15)。
[0039]非邻接谱扩展波形随后可通过连续的复数据符号调制以生成“未成形的”数据发射。但未成形的发射将能量泄露到其中预期无能量、未经许可等的谱的不可用的区中。泄露到上述谱向量中具有零值的谱位置是由于连续的调制符号之间的不连续性将sin(x)/x(sinc)形扩展给予每个谱点，如图3A和3B所示。众所周知，傅立叶变换假设波形是重复的。在图3A中，波形的时间样本的相同块重复无限次数，其中，块的长度对应非邻接谱的频率带宽B(参见图5中的图示)。在这种情况下，对应的谱是图3A底部所示的细谱线。与此相反，图3B示出如果时间样本的重复块被截断，则对应的谱加宽，导致泄露到相邻频率中。每个加宽的谱线的谱将与成形函数的谱相同。幸运的是，如下所述，使用类似于脉冲形OFDM的“成形的”数据发射，可大大减少此泄露问题。
[0040]对于未成形数据发射的示例，考虑QPSK数据符号的使用。每个QPSK数据符号可采用分别表示比特对00、01、11和10的四个值1，j，-1和-j中的任何值。使用来自表1的上述示例谱码的第一个，将为4符号数据序列1，1，j，-1发射的信号将形成以下数据调制的谱向量的IFT：用于符号“1”的(+1 +1 +1 0 0 +1 +1 0 +1 +1 +1)；用于符号“1”的(+1 +1 +1 0 0 +1 +1 0 +1 +1 +1)；用于符号“j”的(+j +j +j 0 0 +j +j0 +j +j +j)；以及用于符号“-1”的(-1 -1 -1 0 0 -1 -1 0 -1 -1 -1)。因此，数据调制对应于将每个符号值乘以谱向量(+1 +1 +1 0 0 +1 +1 0 +1 +1+1)。随后，将每个数据调制的谱向量逆傅立叶变换(IFT)为IFT值。连结IFT值以形成时域信号以用于经RF载波发射。备选地，能够通过先在未调制的谱向量上执行IFT，其益处是仅需要单次IFT类型操作，其结果能够存储和再次使用，然后将每个数据符号乘以已变换的波形向量的每个连续元素，从而形成要发射的相同时域信号。
[0041]如上所述，傅立叶变换假设变换的波形是重复性/重复的。作为一个示例，考虑16符号块重复三次使得存在样本的循环前缀块、样本的中心块和样本的循环后缀块。能够有更多的循环前缀块和后缀块。循环前缀和后缀块优选在离开中心块时在幅度上连续减少，以便消除截断效应。一个符号的完整的块队列可与用于相邻符号的块队列重叠。用于循环前缀和后缀块的加权函数选择为具有奈奎斯特属性，使得连续符号之间的干扰可避免。
[0042]随后，在接收器，将前缀和后缀块加权并添加到使用相同加权函数的接收的样本的主块。因此，组合的样本块将已经通过成形函数的平方来加权。关于此的图示在图4中对于五个连续块示出。顶部波形对应于成形函数。中间波形对应于在接收器的匹配滤波器输出，其中应用了相同的成形波形，有效地将成形波形平方。如果在叠加各以成形函数的平方的一部分来加权的重复块时，应用到每个样本的净权重是相等的，则成形函数在频域中具有奈奎斯特属性。图4中从中间图形到底部图形的转变示出叠加的示例。结果是带有净“平坦”顶部的脉冲(以粗体示出)。
[0043]如果成形函数与自身(延迟一个或多个完整块)的乘积具有零的积分(或均值)，则成形函数在时域中具有奈奎斯特属性。即使数据符号与其相邻符号的成形前缀和后缀块的递减尾部重叠，后一属性也使它避免被来自相邻符号的符号间干扰(ISI)损坏。也可使用奈奎斯特成形的近似，例如通过高斯函数的成形，这是因为通常能够容忍数据符号之间一定量的ISI，并通过以例如维特比最大似然序列估计器的均衡器来处理解扩符号值以将所述ISI去除。
[0044]图5A-5E示出非邻接谱扩展波形的非限制性示例构造。图5A示出非邻接谱A，在一些频率带有谱线，在之间的其它频率没有谱线。非邻接谱A的带宽被指定为B。相邻谱线之间的频率间隔指定为Δf。对应于图5A中所示非邻接频谱的时域波形B在图5B中示出。该时域波形可通过执行图5A所示非邻接频谱的傅立叶变换而获得。图3B中的波形示为连续的曲线，但实际上，它更可能由取决于由傅立叶变换计算得出的点数的离散点组成。样本之间的间隔相当于1/B。对应于频域中非邻接谱A的时域中的波形“块”示为持续时期T，其中，T是样本的块必须发射的持续时间。
[0045]如上所述，如果波形B重复无限次数，则图5B中的波形B将只具有图5A中非邻接谱A的确切频谱，如图5C中向右和向左延伸的虚线指示的永远重复的名为“扩展波形C”所示的。但如果波形B只重复有限次数，并且在中心波形副本左侧和右侧那些波形B副本逐渐变细，则结果是谱线从如图3A和5A中所示零宽度加宽到如图3B中所示为成形函数的傅立叶变换的形状。图3D中示出成形/渐变函数(tapering function)D的示例。
[0046]如果选择截断以满足对逼近图3A中的谱的期望约束，则可使用有限渐变函数。在这种情况下，期望约束是谱的不可用区域中的谱能量低于期望最大级别。期望最大级别确定渐变函数的广度。渐变函数波形的形状优选是选择为具有奈奎斯特属性，如上所述，使得当接收器使用相同成形函数将重复块加权和相加时，对于与当前符号间隔一个块持续时间的数据符号，和将大致为零。满足此奈奎斯特属性将数据符号之间的符号间干扰降到最低。
[0047]图5E中的成形的扩展波形E示出波形C和D的积，并具有与图5D所示的成形函数D相同的有限时间广度。由于它是有限的，并且在此阶段不取决于变化的数据符号，因此，成形的非邻接谱扩展波形E在需要时能被预先计算并存储在存储器中。例如，可预先计算并存储用于每个谱向量的非邻接谱扩展波形。
[0048]使用不同的非邻接谱扩展波形，可区分不同的数据流发射。不同的数据流可属于不同用户，或者作为增大数据吞吐率的方式，可全部属于同一用户。后一技术称为“多码”操作。
[0049]图6中的功能框图示出能如何组合成形的非邻接谱扩展波形和数据符号以用于发射。功能单元之间的互连示出信号流路径，但应理解，在实际设计中，诸如控制、功率、时钟和时序信号等其它互连可存在。数据处理器110生成地址序列，以从非邻接谱扩展波形存储器100读取表示例如图5E所示波形E的成形的非邻接扩展波形上的点的数字值。当然，可在不同的时间或为多码操作同时使用其它成形的非邻接扩展波形。成形的非邻接扩展波形可以是复数的，具有实部和虚部，并且从存储器100读取的值也是复数值，具有实部和虚部。然而，为简化描述和图示，在图5A-5E中仅示出一个部。
[0050]从存储器100读取的非邻接谱扩展波形值与连续的数据符号值在乘法器120中组合以生成数据调制的信号。乘法器120可以在数据和波形值均是实数时是实乘法器，在波形值是复数并且数据值是如二进制比特中的实数时是半复数(half-complex)乘法器，反过来在波形值是实数并且数据值是如8-PSK或16QAM值中的复数时也是一样，或者在波形值和数据值均是复数时，是全复数乘法器。
[0051]即使波形持续时间长于T，例如如图5A-5E所示的3T，每个块期间T也将新数据值与图5E中所示的成形的非邻接扩展波形E组合。结果，前一数据符号波形的后缀的成形尾部与当前数据符号波形的中心块重叠，并且当前数据符号波形的成形前缀尾部与前一符号的中心块重叠。同样地，当前和后一符号的前缀和后缀尾部重叠。如果前缀尾部、中心块和后缀尾部的组合长度例如是三个块持续时间，即，如图5A-5E中情况下的3T，则每个发射的信号样本将是来自三个重叠数据符号波形的贡献之和。该求和可由累加器130执行。如果持续时间T的波形块由i＝0到N-1索引的N个样本来表示，并且图3E中所示成形的非邻接谱扩展波形的总长度是对应于具有可从-N到2N-1变化的索引的复合发射波形的3N个样本，则乘法器120和累加器130执行的在数据符号数据(k)期间生成N个输出样本的第k个块的功能(在处理器110的控制下)可在数学上描述为：
输出(k，i)＝数据(k-1)*波形样本(i+N)+数据(k)*波形样本(i)+数据(k+1)*波形样本(i-N)                     (1)
推而广之，如果图5E中所示的非邻接扩展波形具有5N个样本表示的5T的持续时间，则等式(1)将具有五项而不是仅三项。
[0052]如前面所述，等式(1)中的所有量能够是复数，因此，累加器输出值能包括实部和虚部。将输出值馈送到数模(D到A)转换器140，该转换器能包括两个D到A转换器以分别将实累加器输出值转换成实模拟信号并且将虚累加器输出值转换成虚或正交模拟信号Q。复I、Q信号随后驱动正交调制器150，该调制器以I、Q波形调制无线电中心频率或载波信号以产生用于发射的射频(RF)信号。
[0053]在根据上述来构造时，发射的无线电信号占用特定RF频带中的RF谱的非邻接区，但不占用该特定RF频带内位于两个或更多非邻接区之间的和不可用于该特定发射的RF谱的其它区。不可用的谱可分配给其它服务或信号。不可用的谱中的能量的抑制得以改进，图5D中所示的脉冲成形函数更长。可使用模拟技术来计算非邻接谱以便优化设计。有许多合适的成形函数，这些函数具有提供良好谱抑制(spectral containment)的期望的奈奎斯特属性，如美国专利6278686中公开的已知IOTA脉冲。
[0054]无线电信号以像图5A中所示的具有不同正交正负号模式(例如++++++++++和+-+-+-+-+-)的谱向量开始构造，并将相互正交，这意味着它们与彼此的互相关和与集合中所有其它谱向量的互相关是零或是最小的。实际上，正交性意味着使用一个向量生成其扩展波形的信号将基本上与使用不同向量的信号是无干扰的。因此，使用不同的码向量允许不同用户使用相同谱来通信而无相互干扰。因此，此处描述的系统具有正交码分多址(OCDMA)系统的特性。此类正交性在能够实现时是优选的，但非正交CDMA也能够使用，在这种情况下，能选择随机向量。
[0055]正交性要求正交信号对齐时间，其精度达到谱的总带宽B的倒数的某一分数。这对于来自同一基站的发射是可轻易实现的，但来自不同移动终端的发射不能如此轻易地实现同步。因此，正交性可在下行链路(基站到移动终端)上使用，而在上行链路(移动终端到基站)上放弃。在基站中可使用其它干扰减少技术以减轻上行链路上不同用户之间的干扰，如多用户检测、带干扰消减的连续检测等。
[0056]如果非零谱线的数量是2的某个次幂，则正交正负号模式的集合由沃尔什函数给出，其是+1或-1的二进制序列。如果非零谱线的数量不是2的某个次幂，则正交序列可由傅立叶序列给出，其中，w表示单位(unity)的第N次方主根，e^j2π/N
  1 1 1 1 1 1 1
1 w  w² w³ w⁴ w⁵ w⁶
1 w² w⁴ w⁶ w  w³ w⁵
 1 w³ w⁶ w² w⁵ w
       等
由于傅立叶序列是复数的，因此，结果非邻接扩展波形也是复数的。
[0057]如在常规邻接谱CDMA系统中一样，非邻接谱CDMA系统中的不同信号的正交性被多径传播降级。下面描述对于常规邻接谱CDMA系统和非邻接谱CDMA系统正交性被多径降级的方式。
[0058]在使用正交码的常规CDMA中，使用不同码的两个时间对齐的信号是正交的，并且它们的互相关在理论上是零。但由于多径传播，可能接收到一个信号的延迟反射，其与另一信号的未延迟射线是没有时间对齐的。没有时间对齐的码不是正交的，但具有非零的互相关，该互相关平均为1/根(N)(1/root(N))，其中，N是以码片表示的码长度。因此，常规CDMA中的非正交性通过传播路径的时域特性得到解释。在常规CDMA中，通过将信号传递通过有效地消除多径传播的逆成形滤波器，有可能恢复正交性。不过，逆滤波器可能在数学上表现很差，导致来自例如其它蜂窝基站的其它发射器的噪声和干扰的放大。Dent等人共同拥有的美国专利5572552描述了逆信道滤波器与匹配滤波器之间的混合能在存在相同小区和其它小区干扰时提供最佳性能，该专利通过引用结合于本文中。
[0059]两个生成的非邻接谱扩展波形从根据正交序列旋转或正负号更改的对应谱线得出，产生正交无线电信号。如果谱线的相对幅度和相位通过传播路径保持不变，则那些信号保持正交。在从发射多个信号的蜂窝基站到无线电终端的下行链路中，每个信号的对应谱线遇到相同的相位旋转，因此，假设在解扩信号时使用的信道估计中补偿相位旋转，则这不影响正交性。但是，在从多个移动终端到基站的上行链路中，对应的谱线不一定遇到相同的相移，因此，通过补偿完全恢复正交性困难得多。因此，许多蜂窝系统愿意在上行链路上使用非正交码。
[0060]回到下行链路，跨占用谱的多径传播破坏各个谱分量的恒定、相等的幅度。结果，在接收到包括许多非邻接谱扩展波形之和的复合信号、并且该信号与非邻接谱扩展波形之一相关时，其它非邻接谱扩展波形将产生非零相关输出。正交性可通过首先使接收的谱变平坦以使得每个信号的所有谱线具有相等的幅度来恢复。变平坦的过程等效于常规CDMA中能用于恢复下行链路正交性的逆信道滤波器。如常规CDMA的情况一样，在干扰是部分相同小区和部分其它小区干扰和噪声时，未完全使谱平坦的逆信道滤波器和匹配滤波器之间的折衷混合有可能提供最佳性能。
[0061]图7是用于在无线电接收器实现相关方法的非限制性示例设备的功能框图。接收器相关过程图5A-5E中示出其示例的波形构造过程的相反过程。那个非限制性示例此处在接收端继续。假设图5D中所示成形函数的长度是3T，则接收的复合波形在图7底部标记为E1、E2和E3的3个段中包含有关当前符号的信息。这三个段是由图5D所示的成形函数D的对应三个成形函数段D1、D2和D3加权的来自图5B的时间波形的副本。
如已经解释的，由于谱控制所需的扩充的成形函数，后一符号的前缀尾部和前一符号的后缀尾部与当前符号的中心信号块重叠。因此，接收的复合信号由匹配滤波器过滤，该滤波器通过与在发射器使用的相同成形函数，即成形段D1(前缀尾部)、D2(中心块)和D3(后缀尾部)，对接收的信号段E1、E2和E3加权。加权后的段相加在一起以产生等于D1*E1+D2*E2+D3*E3的接收的时域波形(类似于图5B所示的)。
[0062]当成形函数具有奈奎斯特属性时，结果加权的和组合的信号样本块将具有跨该块的平坦加权(由图4所示的脉冲波形的平坦顶部来示出)。此波形关系在D²(i-N)+D²(i)+D²(i+N)＝1时发生，其中，i是成形函数D的样本的索引，这是对成形函数的设计合乎需要的约束。因此，当图7中所示的重新构造的接收波形B在框210进行傅立叶变换时，即使被噪声和干扰的增加和多径传播的频率响应成形效应所修改，图5A中对于发射器所示的非邻接谱A将被再现。从傅立叶变换函数210输出的谱线随后在加权加法器200中组合以产生接收的符号输出。
[0063]用于谱线的加权因子能够是在图6所示发射器的波形构造中使用的谱线权重的复共轭。加权因子也能校正每个谱线由于多径传播造成的相位更改，其通过形成信道估计来得出。信道估计可使用调制到正交码之一上的一个或多个已知导频序列来获得。此信道估计技术的一个示例在例如IS-95CDMA系统中是公知的。加权函数可备选地以关于如美国专利5572552中所述提供符号的最佳检测的方式，从相同小区和其它小区干扰的估计和估计的信道来计算。
[0064]在多码操作的情况下，接收器可使用多个解扩波形来解扩以便每数据符号期间获得多个解扩复值。这多个值能被视为解扩值的向量，并且数据符号的向量的对应序列将从解扩向量的序列解码。通过引用结合的美国专利6963532描述了用于均衡其中称为向量间干扰(IVI)的连续数据符号向量之间的干扰的块判决反馈均衡器(块DFE)。
[0065]上述说明均不应理解为暗示任何特定要素、步骤、范围或功能是必需的以至于它必须包括在权利要求范围中。专利主题的范围只由权利要求来定义。法律保护的广度由允许的权利要求中记载的词语及其等效物来定义。本领域技术人员公知的上述优选实施例的要素的所有结构和功能等效物通过引用明确结合于本文中，并且旨在由本权利要求所涵盖。此外，装置或方法不必致力于本发明寻求解决的每个问题，因为它将由本权利要求所涵盖。除非使用了“用于...的部件”或“用于...的步骤”的词语，否则，无权利要求旨在援引35 USC§112的第6段。此外，本说明书中的实施例、特征、组件或步骤并不旨在专用于公众，无论权利要求中是否记载该实施例、特征、组件或步骤。