用于WCDMA系统下行接收机的频率同步方法.pdf

本发明公开了一种用于WCDMA系统下行接收机的频率同步方法。本方法使用可变窗长W代替扩频因子256，对解扰结果进行累加，使用可变窗长W可以更好的适应实际应用中频偏导致的相位旋转，在抗噪声干扰和适应相位旋转两方面取得折中；对累加的结果进行补零操作之后再进行快速傅立叶变换，提高了频谱模拟域的分辨率，即提高了频偏估计的精度；只需要频偏精调一个步骤，免去了传统方法中的频偏粗调，减少了计算需求和存储需求。

1、  用于WCDMA系统下行接收机的频率同步方法，其特征在于包括以下步骤：
(1)WCDMA基站在PCPICH上发送的数据为其使用的扰码SC与+1/-1的乘积，扰码SC以帧为周期，在解扰模块解扰之后PCPICH承载的是频率为频偏的单音信号，用相应的扰码SC对一帧数据进行解扰，得到Dsc＝<dsc1，dsc2，…，dsc38400>；
(2)在按窗长累加模块，按照窗长W对Dsc进行累加，得到Asc＝<asc1，asc2，…，asc38400/W」>，」表示向下取整，W的取值取决于频偏的大小；
(3)在补零模块，根据快速傅立叶变换的点数N对Asc进行补零得到Zsc＝<zsc1，zsc2，…，zscN>＝<asc1，asc2，…，asc38400/W」，zero1，zero2，…，zero(N-38400/W」)>；
(4)在FFT模块，对Zsc进行快速傅立叶变换FFT得到Fsc＝<fsc1，fsc2，…，fscN>；
(5)在搜索最大值模块，搜索Fsc中的最大值，得到其对应的下标maxIndex；
(6)在频偏估计值计算模块，根据傅立叶变换的点数N对maxIndex进行调整，得到index：如果maxIndex<N/2，则index＝maxIndex；如果maxIndex≥N/2，则index＝maxIndex-N，频偏的精确估计值为foe＝-(3.84e6×index)/(W×N)。

2、  根据权利要求1所述的用于WCDMA系统下行接收机的频率同步方法，其特征在于：所述解扰模块包括一个或者一个以上的乘法器。

3、  根据权利要求1所述的用于WCDMA系统下行接收机的频率同步方法，其特征在于：所述按窗长累加模块包括一个或者一个以上的累加器。

4、  根据权利要求1所述的用于WCDMA系统下行接收机的频率同步方法，其特征在于：所述补零模块包括一个或者一个以上的比较器。

5、  根据权利要求1所述的用于WCDMA系统下行接收机的频率同步方法，其特征在于：所述FFT模块包括一个或者一个以上的乘法器和加法器。

6、  根据权利要求1所述的用于WCDMA系统下行接收机的频率同步方法，其特征在于：所述搜索最大值模块包括一个或者一个以上的比较器。

7、  根据权利要求1所述的用于WCDMA系统下行接收机的频率同步方法，其特征在于：所述频偏估计值计算模块包括一个或者一个以上的乘法器、加法器、比较器和除法器。

用于WCDMA系统下行接收机的频率同步方法
技术领域
本发明涉及一种频率同步方法，特别涉及一种用于WCDMA系统下行接收机的频率同步方法。
背景技术
移动通信系统中，用户设备在初始接入时，需要通过同步搜索过程，与某个小区取得时间同步和频率同步。WCDMA系统小区搜索采用异步操作。在小区搜索过程中，用户设备搜索一个小区并确定下行链路扰码、此小区的帧同步和频率同步。
与WCDMA下行同步相关的物理信道有主同步信道PSCH、辅助同步信道SSCH和下行公共导频信道PCPICH。同步信道SCH包括正交的主同步信道PSCH和辅助同步信道SSCH，PSCH和SSCH在10ms一帧中的结构如图1所示。
参见图1，同步信道SCH在每个时隙Slot的前256chips周期发送。主同步信道PSCH中传送的信息称为主同步码PSC，用Cpsc表示；辅助同步信道SSCH中传送的信息称为辅助同步码SSC，用Cssc表示。图1中，Cpsc为主同步码，WCDMA标准中定义主同步码的长度为256chips，并且在所有的小区所有的时隙都是相同的。通过对主同步码PSC的识别，可以确定时隙定时。
主同步码PSC，标准中称为广义分层次Golay码，它通过一个16bits的码a，通过如下方式调制生成256bits的PSC，生成方式如下：
a＝<x1，x2，x3，…，x16>＝<1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，1>
Cpsc＝(1+j)×<a，a，a，-a，-a，a，-a，-a，a，a，a，-a，a，-a，a，a>；
系统中还定义了16个长度为256的辅助同步码。图中Cssc^i，k为16个辅助同步码中的一个，i＝1～64是辅助同步码的码组号，由基站决定，而k是所在时隙的顺序号，k＝0～14。这样，(Cssc^i，0，Cssc^i，1，...，Cssc^i，14)就表示了第i个码组的辅助同步码在各个时隙的输出。通过对辅助同步码的识别，一方面可以找到帧边界，另一方面可以识别出所在小区正在使用的扰码的码组号。
SSC序列为分层次Golay码与hardmard序列的乘积，它通过如下方式生成：
b＝<x1，x2，x3，x4，x5，x6，x7，x8，-x9，-x10，-x11，-x12，-x13，-x14，-x15，-x16>
z＝<b，b，b，-b，b，b，-b，-b，b，-b，b，-b，-b，-b，-b，-b>
Cssc，k＝(1+j)×<hm(0)×z(0)，hm(1)×z(1)，hm(2)×z(2)，…，hm(255)×z(255)>；
其中hm(n)为序号为16(k-1)的Hardmard序列。
下行公共导频信道PCPICH是由周期为38400chips长码(long code)构成。Long code通过图2的两个18阶的移位寄存器生成的M序列构成截断的GOLD序列。
根据上述与同步相关物理信道的特点，WCDMA系统时间同步方法一般分为三个步骤：时隙同步、帧同步和码组确定、扰码确定。频率同步与时间同步的过程密切相关，现有的频率同步方法一般分为2个步骤：
步骤1：频偏粗调
频偏粗调包括频偏的粗略估计和调整。它是利用时隙同步差分匹配滤波的结果进行频偏的粗略估计。具体的来说，即通过搜索差分匹配滤波结果得到其峰值filtRes_peak，则频偏的粗略估计如式(1)：
Δf Coarse = arg ( filtRes Peak ) 2 π × W 1 × ΔT - - - ( 1 ) ]]>
式(1)中arg(·)表示求相位，单位为rad；W1表示差分匹配滤波的窗长；ΔT表示采样时间间隔。
步骤2：频偏精调
频偏精调包括频偏的精确估计和调整。它是利用PCPICH解扰解扩后的结果进行频偏的精确估计。因为PCPICH信道发送的信号等效为基带的直流信号，如果有频偏存在的情况下，PCPICH的信号则等效为频率为频偏的单音信号。因此，可以通过搜索解扰解扩后结果的快速傅立叶变换(FFT)得到其峰值，根据峰值的相位对频偏进行精确估计。
现有的频率同步方法需要包含频偏粗调和频偏精调两个步骤，需要占用较多的计算、存储资源。
发明内容
本发明为了克服以上现有技术存在的不足，提供了一种简化、精确、占用较少计算存储资源的用于WCDMA系统下行接收机的频率同步方法。
本发明的目的通过以下的技术方案实现：本用于WCDMA系统下行接收机的频率同步方法，其特征在于包括以下步骤：
(1)WCDMA基站在PCPICH上发送的数据为其使用的扰码SC与+1/-1的乘积，扰码SC以帧为周期，在解扰模块解扰之后PCPICH承载的是频率为频偏的单音信号，用相应的扰码SC对一帧数据进行解扰，得到Dsc＝<dsc1，dsc2，…，dsc38400>；
(2)在按窗长累加模块，按照窗长W对Dsc进行累加，得到Asc＝<asc1，asc2，…，表示向下取整，W的取值取决于频偏的大小；
(3)在补零模块，根据快速傅立叶变换的点数N对Asc进行补零得到Zsc＝<zsc1，zsc2，…，zscN>＝<asc1，asc2，…，zero1，zero2，…，
(4)在FFT模块，对Zsc进行快速傅立叶变换FFT得到Fsc＝<fsc1，fsc2，…，fscN>；
(5)在搜索最大值模块，搜索Fsc中的最大值，得到其对应的下标maxIndex；
(6)在频偏估计值计算模块，根据傅立叶变换的点数N对maxIndex进行调整，得到index：如果maxIndex<N/2，则index＝maxIndex；如果maxIndex≥N/2，则index＝maxIndex-N，频偏的精确估计值为foe＝-(3.84e6×index)/(W×N)。
所述解扰模块包括一个或者一个以上的乘法器。
所述按窗长累加模块包括一个或者一个以上的累加器。
所述补零模块包括一个或者一个以上的比较器。
所述FFT模块包括一个或者一个以上的乘法器和加法器。
所述搜索最大值模块包括一个或者一个以上的比较器。
所述频偏估计值计算模块包括一个或者一个以上的乘法器、加法器、比较器和除法器。
上述频率同步方法过程是以单倍采样率进行描述的，多倍采样率的情况本频率同步方法同样适用。
本发明相对于现有技术具有如下的优点：
一、本用于WCDMA系统下行接收机的频率同步方法，简化了频率同步的步骤，提高了频率同步的精度，占用较少计算、存储资源，更适用于WCDMA系统下行接收机的频率同步；
二、使用可变窗长W代替扩频因子256，对解扰结果进行累加，使用可变窗长W可以更好的适应实际应用中频偏导致的相位旋转，在抗噪声干扰和适应相位旋转两方面取得折中；
三、对累加的结果进行补零操作之后再进行快速傅立叶变换，提高了频谱模拟域的分辨率，即提高了频偏估计的精度；
四、相对于现有的频率同步方法，省却了频偏粗调，只需要频偏精调一个步骤，减少了计算需求和存储需求。
本方法可在信噪比为3dB、用户端与基站间的频偏为±6000Hz的情况下，对频偏的精确估计可在一帧之内完成。
本发明应用于用户终端、路测设备、智能直放站等下行接收机的具体应用形式。本发明不仅适用于单小区的情况，也适用于同频多小区的情况。
附图说明
图1为WCDMA系统下行同步信道SCH的帧结构示意图。
图2是现有的移位寄存器生成下行扰码的原理示意图。
图3是本发明的一种用于WCDMA系统下行接收机的频率同步方法的方框示意图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。
如图3所示，本用于WCDMA系统下行接收机的频率同步方法，包括以下步骤：
(1)WCDMA基站在PCPICH上发送的数据为其使用的扰码SC与+1/-1的乘积，扰码SC以帧为周期，在解扰模块解扰之后PCPICH承载的是频率为频偏的单音信号，用相应的扰码SC对一帧数据进行解扰，得到Dsc＝<dsc1，dsc2，…，dsc38400>；
(2)在按窗长累加模块，按照窗长W对Dsc进行累加，得到Asc＝<asc1，asc2，…，表示向下取整，W的取值取决于频偏的大小；
(3)在补零模块，根据快速傅立叶变换的点数N对Asc进行补零得到Zsc＝<zsc1，zsc2，…，zscN>＝<asc1，asc2，…，zero1，zero2，…，
(4)在FFT模块，对Zsc进行快速傅立叶变换FFT得到Fsc＝<fsc1，fsc2，…，fscN>；
(5)在搜索最大值模块，搜索Fsc中的最大值，得到其对应的下标maxIndex；
(6)在频偏估计值计算模块，根据傅立叶变换的点数N对maxIndex进行调整，得到index：如果maxIndex<N/2，则index＝maxIndex；如果maxIndex≥N/2，则index＝maxIndex-N，频偏的精确估计值为foe＝-(3.84e6×index)/(W×N)。
上述的解扰模块可用乘法器实现；按窗长累加模块可用累加器实现；补零模块可用比较器实现；FFT模块可用乘法器和加法器实现；搜索最大值模块可用比较器实现；频偏估计值计算模块可用乘法器、加法器、比较器和除法器实现。上述的乘法器、加法器、累加器、比较器和除法器都可以在一片/多片FPGA或DSP芯片上实现。
上述具体实施方式为本发明的优选实施例，并不能对本发明的权利要求进行限定，其他的任何未背离本发明的技术方案而所做的改变或其它等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。