TD-SCDMA中的频偏估计方法及接收端 【技术领域】
本发明涉及移动通信，特别涉及移动通信中频率偏差测量技术以及相位补偿技术。
背景技术
在移动通信中，移动终端的晶体振荡器往往与基站晶体振荡器之间存在较大的频率偏差。而且，由于移动通信环境中，存在各种干扰，比如多址干扰、多径频率扩散、多普勒频移等，使得信道性能降低，信号质量不如有线通信。比如当接收端相对发送端处在一定速率的运动状态时，接收到的信号会有多普勒频移，频偏量和相对速度成正比，如果频偏超过一定的程度，将会造成通信质量恶性下降。
因此，在高速运动的环境下，如430公里/h，将会使移动终端的载波频偏产生约860hz的频偏，而且在两个基站中间，因为速度的反向，导致产生从负频偏到正频偏(或者正频偏到负频偏的)的翻转。而在时分同步码分多址(Time Division Synchronous Code Division Multiple Access，简称“TD-SCDMA”)中，移动终端要正确解调数据，需要频偏小于0.01ppm，也就是小于200Hz，在这种情况下，需要对频偏进行估计并以所估计的频偏对频率进行跟踪和调整。由此可见，不管是频率调整还是频率跟踪，其前提条件都是能准确而快速地估计出频偏，因此颇偏估计方法对移动终端的性能至关重要。另外，在移动终端相对基站高速运动的情况下，移动终端由于速度的方向原因，会在两个基站之间，产生较大的大频率翻转，而这种较大的频偏翻转，对普通的频偏估计更是提出了较大的挑战。
目前，在申请号为200410000119.5的专利中，给出了一种利用信道估计重建的的思想来进行频偏估计的方法及装置，其主要技术方案为：对接收的信号进行信道估计，以得到原始信道估计结果；根据原始信道估计结果，恢复参考信号的主要分量；根据恢复的参考信号的主要分量与原始接收信号比较的结果，获得频率偏差。在申请号为200510057108.5的专利中，所公开得移动通信系统中的频偏估计方法及装置，仍然是通过信道估计重建的思想来进行频偏估计。另外，在申请号为97115151.2的专利中，通过利用解扩出来的数据硬判决解调，然后重新进行调制，根据重调的比特和接收的比特之间的相位差，估计频偏。
然而，本发明的发明人发现，在申请号为200410000119.5的专利中，由于其信道估计本身就是在高速的情况之下进行的，因此所估计的信道本身就已经不准，因而其频偏估计误差较大。而且，如果采用申请号为200510057108.5的技术方案，则复杂度非常大。另外，在申请号为97115151.2的专利中，由于在频偏翻转的时候，频偏较大，将导致硬判的数据错误，因而其频偏估计的准确性较差。也就是说，现有的通过训练序列重建或者解调后硬判的方法，要么本身有较大频偏，要么误判，或者复杂度太高。
【发明内容】
本发明的目的在于提供一种TD-SCDMA中的频偏估计方法及接收端，使得在高速移动有明显主径的情况下，能够简单有效地实现频偏估计。
为解决上述技术问题，本发明的实施方式提供了一种频偏估计方法，包含以下步骤：
将接收到的信号分离为训练序列和数据部分；
利用训练序列在发送时前16个码片与末尾的16个码片完全相同的特点，进行粗频偏的估计；
将估计出的粗频偏作为频偏估计结果。
本发明的实施方式还提供了一种接收端，包括：
接收模块，用于接收信号；
分离模块，用于将接收模块收到的信号分离为训练序列和数据部分；
粗频偏估计模块，用于利用分离模块分离的训练序列在发送时前16个码片与末尾的16个码片完全相同的特点，进行粗频偏地估计；
频偏估计结果确定模块，用于将粗频偏估计模块估计的粗频偏作为频偏估计结果。
本发明实施方式与现有技术相比，主要区别及其效果在于：
通过利用训练序列在发送时前16个码片与末尾的16个码片完全相同的特点，进行粗频偏的估计。使得在高速移动有明显住径的情况下，能够简单有效地实现频偏估计。而且，在低信噪比或大频偏的情况下，按现有技术得到的精频偏与实际的频偏误差较大，因此利用训练序列自身的特点所估计的粗频偏更为准确。
【附图说明】
图1是根据本发明第一实施方式的频偏估计方法流程图；
图2是根据本发明第一实施方式中的TD-SCDMA的时隙突发结构示意图；
图3是根据本发明第一实施方式中的TD-SCDMA系统基本midamble码的示意图；
图4是根据本发明第一实施方式中的精频偏估计示意图；
图5是根据本发明第二实施方式的频偏估计方法示意图；
图6是根据本发明第四实施方式的接收端结构示意图。
【具体实施方式】
在以下的叙述中，为了使读者更好地理解本申请而提出了许多技术细节。但是，本领域的普通技术人员可以理解，即使没有这些技术细节和基于以下各实施方式的种种变化和修改，也可以实现本申请各权利要求所要求保护的技术方案。
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的实施方式作进一步地详细描述。
本发明第一实施方式涉及一种频偏估计方法，具体流程如图1所示。
在步骤101中，接收端将接收到的信号分离为训练序列和数据部分。
具体地说，TD-SCDMA的时隙的突发结构如图2所示，中间为144的训练序列(midamble码)，两边为352个chip(码片)的数据(即图2中的data1和data2)。用户的midamble码(见图2)都是由一个基本midamble码(128个chip)进行循环移位而成，如图3所示(图3中的U1、U2表示不同的用户)。在本步骤中，接收端将从一个时隙中收到的信号分离为训练序列和数据部分。
接着，在步骤102中，接收端利用训练序列自身的特点，进行粗频偏的估计。
具体地说，根据如图3所示的midamble码的构成，可以清晰地发现，该144码片的训练序列的前16个码片与末尾的16个码片是完全相同的，本步骤中正是利用这个特点，进行粗频偏估计。在本实施方式中，以用户1(U1)为例，发送端的训练序列为该训练序列经过发送端滤波器，衰落信道，和接收端虑波器和加性噪声后，为令发送虑波器，衰落信道，接收滤波器的综合信道响应为α。
进行粗频偏估计的具体子步骤如下：
设运动速度为v(是矢量)，根据公式1.1计算最大多普勒频移：
fd=vλcosθ---(1.1)]]>
其中，(c为光速，fc为载波)θ为来波方向与移动终端夹角，则相对参考点的相位变化φ为：
φ＝2πfdnTc (1.2)
其中，nTc为相对参考点的时间，Tc为码片时间，则
并以的中间点为参考点(即认为信道估计值的点)计算相位值：
φ1＝2πfd(-80.5Tc，-79.5Tc，-78.5.5Tc，…-65.5Tc) (1.4)
φ2＝2πfd(47.5Tc，48.5Tc，…62.5Tc) (1.6)
其中，是卷积，n1，n2为噪声。
从式(1.3)至(1.6)，并由于P1＝P2，很容易可以得到：
从而得到所求相位的集合由于噪声的影响且数据比较短，的元素一共有16个，个别的噪声可能导致中有的元素比较大，因此可根据目前移动速度进行约束，例如：在的时候，把从集合中剔除，对剔除后的的记为则所求相位为：
φ==mean(φ^c)---(1.8)]]>
故所求粗频偏Foe-coarse为：
Foe-coarse=φ=×1.28×106/2π/128---(1.9)]]>
需要说明的是，在实际应用中，还有许多求相位的各种变体方法，如分别求前部分的相位变化θ1，再求后部分的相位变化θ2，最后求变化作为所求相位等等，在此不一一枚举。
接着，在步骤103中，接收端判断所估计的粗频偏Foe-coarse是否大于第一门限。
具体地说，接收端根据仿真或经验值得到一个预置门限Foe-th作为第一门限，判断在补正102中估计出的粗频偏Foe-coarse是否大于Foe-th，如果大于Foe-th，则进入步骤104，否则进入步骤105。
在步骤104中，将估计出的粗频偏作为频偏估计结果。由于在所估计的粗频偏大于门限值的情况下，应当认为数据是在低信噪比或大频偏的环境下传输的，按现有技术计算的精频偏很可能是干扰精频偏，与实际的频偏误差较大，因此采用估计的粗频偏作为频偏估计结果更为准确。而且，由于粗频偏的估计值是通过利用训练序列在发送时前16个码片与末尾的16个码片完全相同的特点得到的，计算方式更为简单，使得在高速移动有明显主径的情况下，能够简单有效地实现频偏估计。
在步骤105中，由于在步骤103中判定为Foe-coarse小于或等于Foe-th，因此在本步骤中，将按现有技术估计的精频偏作为频偏估计结果。在现有技术中，精频偏的估计方法都是利用训练序列两边的检测后的数据进行频偏估计，如图4所示，具体过程可参见相关专利或文献，在此不再赘述。由于按现有技术估计的精频偏，在一定频偏范围内(频偏不是特别大，信噪比比较高)可以得到很好的频偏估计结果。但在低信噪比或者大频偏下，由于判决误差，会导致频偏估计偏差较大。因此，在所估计的粗频偏小于或等于门限值的情况下，采用精频偏作为频偏估计结果可使得对频偏的估计更为精确。
由此可见，通过将估计的粗频偏与根据仿真或经验值得到的门限值进行比较，来决定是采用估计的粗频偏作为频偏估计结果，还是采用按现有技术得到的精频偏作为频偏估计结果。如果所估计的粗频偏大于门限值，则说明数据是在低信噪比或大频偏的环境下传输的，计算的精频偏很可能是干扰精频偏，与实际的频偏误差较大，因此采用估计的粗频偏作为频偏估计结果更为准确。如果所估计的粗频偏小于或等于门限值，数据的传输环境较好，频偏不是特别大，信噪比比较高，因此采用精频偏作为频偏估计结果更为精确。也就是说，通过门限值区别采用粗频偏或精频偏，进一步保证了频偏估计的准确性。
接收端根据得到的频偏估计结果，对后续的接收信号进行频偏调整，当然，也需对检测后的数据，进行软解调，得到发送数据。这些步骤都属于现有技术的范畴，在此不再赘述。
本发明第二实施方式涉及一种频偏估计方法。本实施方式在第一实施方式的基础上进行了改进，主要改进之处在于：在将粗频偏作为频偏估计结果之后，对经联合检测后的数据部分进行相位补偿。
具体地说，令联合检测后的数据为datad，令相位补偿后的数据为datacom。判断接收到的信号的信号干扰比SIR是否大于第二预置门限SIRth。
如果大于SIRth，则直接根据粗频偏中的相位进行相位补偿，可分为扩频因子为16和扩频因子为1两种情况：
(1)扩频因子为16的情况：
对训练序列前的数据进行的相位补偿方式如下：
data(1:22)com=datad(1:22)*ej*(16φ=)(22-k+5.5),k=(1:22)---(1.10)]]>
对训练序列后的数据进行的相位补偿方式如下：
data(23:44)com=datad(23:44)*ej*(-16φ=)(k+4.5-22),k=(23:44)---(1.11)]]>
(2)扩频因子为1的情况：
对训练序列前的数据进行的相位补偿方式如下：
data(1:352)com=datad(1:352)*ej*(φ=)(352-k+81.5),k=(1:352)---(1.12)]]>
对训练序列后的数据进行的相位补偿方式如下：
data(353:704)com=datad(353:704)*ej*(-φ=)(k+62.5-352),k=(353:704)---(1.13)]]>
如果判定接收到的信号的SIR小于或等于SIRth，则根据仿真和外场数据对粗频偏中的相位进行修正，即具体f(SIR)根据仿真和外场数据得到，再根据修正后的相位进行相位补偿，仍可分为扩频因子为16和扩频因子为1两种情况，具体补偿方式如上述公式(1.10)至(1.13)，在此不再赘述。
需要说明的是，本实施方式中是以扩频因子为1或16为例进行说明的，但在实际应用中，也可以采用其他的扩频因子，如扩频因子为2，8，等。
在本实施方式中，通过对用户的数据部分进行相位补偿，可有效抵消大频偏旋转的影响，使得已检测到的数据更为准确。由于本实施方式是在第一实施方式的基础上所进行的改进，因此第一实施方式中所包含的步骤在本实施方式中就不再重复描述了，本实施方式的完整流程可参见图5。
本发明第三实施方式涉及一种频偏估计方法，本实施方式在第二实施方式的基础上进一步作了改进，主要改进之处在于：在第二实施方式中，接收端直接将根据单个时隙中收到的信号得到的频偏估计结果，作为最终的频偏估计结果，对后续的接收信号进行频偏调整。而在本实施方式中，接收端根据多个时隙(即至少两个时隙)中收到的信号，得到各时隙的频偏估计结果，将各时隙的频偏估计结果取平均值，作为最终的频偏估计结果，对后续的接收信号进行频偏调整。
由于在本实施方式中，通过对同一个子帧的多个时隙分别进行频偏估计，将各结果的取平均值作为最终的频偏估计结果，对后续的接收信信号的射频进行频偏调整。因此相对单时隙的频偏估计而言，接收端最终得到的估计频偏更为准确，进一步保证了接收数据的准确性。
本发明的方法实施方式可以以软件、硬件、固件等等方式实现。不管本发明是以软件、硬件、还是固件方式实现，指令代码都可以存储在任何类型的计算机可访问的存储器中(例如永久的或者可修改的，易失性的或者非易失性的，固态的或者非固态的，固定的或者可是换的介质等等)。同样，存储器可以例如是可编程阵列逻辑(Programmable Array Logic，简称“PAL”)、随机存取存储器(Random Access Memory，简称“RAM”)、可编程只读存储器(Programmable Read Only Memory，简称“PROM”)、只读存储器(Read-Only Memory，简称“ROM”)、电可擦除可编程只读存储器(Electrically Erasable Programmable ROM，简称“EEPROM”)、磁盘、光盘、数字通用光盘(Digital Versatile Disc，简称“DVD”)等等。
本发明第四实施方式涉及一种接收端，如图6所示，包括：
接收模块，用于接收信号；分离模块，用于将接收模块收到的信号(在单个时隙中收到的信号)分离为训练序列和数据部分；粗频偏估计模块，用于利用分离模块分离的训练序列在发送时前16个码片与末尾的16个码片完全相同的特点，进行粗频偏的估计；精频偏估计模块，用于对接收模块收到的信号进行精频偏的估计；频偏估计结果确定模块，用于将粗频偏估计模块估计的粗频偏作为频偏估计结果，或者将精频偏估计模块估计的精频偏作为频偏估计结果；比较模块，用于将粗频偏估计模块估计的粗频偏，与第一预置门限进行比较，如果大于第一预置门限，则指示频偏估计结果确定模块将粗频偏作为频偏估计结果，如果小于或等于第一预置门限，则指示频偏估计结果确定模块将精频偏估计模块估计的精频偏作为频偏估计结果；频偏调整模块，用于根据频偏估计结果确定模块所确定的频偏对后续的接收信号进行频偏调整。
其中，粗频偏估计模块通过以下方式，进行粗频偏的估计：
根据多普勒频移计算相对参考点的相位变化φ；
利用得到的φ，并以训练序列中第17个码片至最后一个码片的中间点为参考点，得到分离后的所述训练序列中前16个码片与所述训练序列在发送时的前16个码片P1的关系，以及分离后的所述训练序列中末尾的16个码片与所述训练序列在发送时末尾的16个码片P2的关系；
令所求相位的集合得到所求相位的集合
根据移动速度的最大可能，对上述进行约束，根据约束后的相位集合求平均得到所求相位
根据公式：计算出粗频偏Foe-coarse。
第一实施方式是与本实施方式相对应的方法实施方式，本实施方式可与第一实施方式互相配合实施。第一实施方式中提到的相关技术细节在本实施方式中依然有效，为了减少重复，这里不再赘述。相应地，本实施方式中提到的相关技术细节也可应用在第一实施方式中。
本发明第五实施方式涉及一种接收端。第五实施方式在第四实施方式的基础上进行了改进，主要改进之处在于，接收端还包括：
相位补偿模块，用于对经联合检测后的数据部分进行相位补偿。
频偏估计结果确定模块在将粗频偏估计模块估计的粗频偏作为频偏估计结果后，指示相位补偿模块进行相位补偿。
其中，相位补偿模块包括以下子模块：
判断子模块，用于判断接收模块收到的信号的信号干扰比SIR是否大于第二预置门限。
修正子模块，用于根据仿真和外场数据对粗频偏中的相位进行修正。判断子模块在判定SIR小于或等于第二预置门限时，指示修正子模块进行修正。
补偿子模块，用于在判断子模块判定SIR大于第二预置门限时，直接根据粗频偏中的相位进行相位补偿，在判断子模块判定SIR小于或等于第二预置门限时，根据修正子模块修正后的相位进行相位补偿。
第二实施方式是与本实施方式相对应的方法实施方式，本实施方式可与第二实施方式互相配合实施。第二实施方式中提到的相关技术细节在本实施方式中依然有效，为了减少重复，这里不再赘述。相应地，本实施方式中提到的相关技术细节也可应用在第二实施方式中。
本发明第六实施方式涉及一种接收端，本实施方式在第五实施方式的基础上进一步作了改进，主要改进之处在于：在第五实施方式中，频偏调整模块直接将根据单个时隙中收到的信号得到的频偏估计结果，作为最终的频偏估计结果，对后续的接收信号进行频偏调整。而在本实施方式中，频偏调整模块将至少两个时隙的频偏估计结果取平均值，作为最终的频偏估计结果，对后续的接收信号进行频偏调整。
第三实施方式是与本实施方式相对应的方法实施方式，本实施方式可与第三实施方式互相配合实施。第三实施方式中提到的相关技术细节在本实施方式中依然有效，为了减少重复，这里不再赘述。相应地，本实施方式中提到的相关技术细节也可应用在第三实施方式中。
需要说明的是，本发明各设备实施方式中提到的各单元都是逻辑单元，在物理上，一个逻辑单元可以是一个物理单元，也可以是一个物理单元的一部分，还可以以多个物理单元的组合实现，这些逻辑单元本身的物理实现方式并不是最重要的，这些逻辑单元所实现的功能的组合是才解决本发明所提出的技术问题的关键。此外，为了突出本发明的创新部分，本发明上述各设备实施方式并没有将与解决本发明所提出的技术问题关系不太密切的单元引入，这并不表明上述设备实施方式并不存在其它的单元。
虽然通过参照本发明的某些优选实施方式，已经对本发明进行了图示和描述，但本领域的普通技术人员应该明白，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的精神和范围。