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TD-SCDMA系统中多普勒频移估计和补偿的方法
    【技术领域】

    本发明涉及移动通信技术，尤其涉及一种在时分同步码分多址(TD-SCDMA)系统中多普勒频移的估计和补偿方法。

    背景技术

    TD-SCDMA(时分同步码分多址)移动通信系统是一种基于时分双工、码分多址的第三代移动通信系统，具有上下行配置灵活、码率低、频谱利用率高等特点。

    如图1所示，在TD-SCDMA系统中，传输数据的基本单位是无线帧。7个常规时隙(TS0～TS6)和3个特殊时隙(下行同步码段DwPTS、保护间隔GP及上行同步码段UpPTS)组成一个子帧，两个子帧(子帧#1和子帧#2)构成一个时长为10ms的无线帧。移动终端用户的数据被放在常规时隙中传输，一个常规时隙时长为675μs，由864个码片(chip)构成，每个码片时长为0.78125μs。这些码片被分成四部分：即两个数据段(各352个码片)、一个训练码段(midamble)(144个码片)和一个16码片长度的保护间隔GP；每个数据段由要传输的多个移动终端码道的数据经过扩频、加扰、混叠构成；训练码段由系统分配的基本midamble码位移后构成，其作用是当作训练序列供信道估计时使用。

    按照目前TD-SCDMA技术，其支持移动终端的最大移动速度为120km/h。然而在现实生活中，已经出现了时速高达250公里以上的高速列车，并且更高时速300km/h～500km/h的高铁网在不久的将来会遍布全国，这就对现有的TD无线技术提出了很大的挑战。当移动终端处于高速运动状态时，空间传输的无线信号所遭受的多普勒频移会变得非常严重，并且随着载波频率的升高，多普勒频移增大，多普勒频移与载波频率和移动终端速度成正比关系，即：

     fd=fRF×vc×cosθ]]>

    其中，f_d表示多普勒频偏值，f_RF表示载波频率，v表示移动终端运动的速度，c表示光速，等于3*10⁸m/s，θ表示移动终端运动方向与无线电波入射到移动终端间的夹角。在移动终端侧，多普勒频移效应使得本地解调载波与移动终端实际接收到的信号的频率间产生了偏差，而这种频率上的偏差在时间上累积后就造成了解调符号与标准的调制符号在相位上出现偏转(失真)。特别对于TD系统来说，因为它是一个低码率系统，每个码片的时长较长，于是在每个码片上累积的解调符号相位失真也就变得更大，这将大大地影响移动终端的正确接收、解调。

    另一方面，TD-SCDMA的移动终端在做接收解调时普遍采用了联合检测技术。联合检测利用多址干扰中的先验信息将所有移动终端信号的分离看作是一个统一的过程，一步到位地把接收到的混叠着的码片信号转换成每个移动终端的解调符号，从而降低了多移动终端相互间的干扰，增加了系统容量。然而联合检测技术的有效性是建立在准确的信道估计基础上的，现有TD信道估计的实现采用了基于Steiner的低代价快速傅里叶变换FFT/快速傅里叶逆变换IFFT加上后续的检测门限去除噪声抽头的方法。这种技术在Steiner B.BAIEP.《Low cost channel estimation in the uplink receiver of CDMAmobile radio systems》Frequenz 1993，47(12)：292-298和康绍莉等《TD-SCDMA系统中低代价信道估计方法的改进》通信学报，第23卷，第10期125～130有详细的说明。这种信道估计技术是基于时隙的，即认为信道在一个时隙时间内是固定不变的；但实际上移动终端在运动时所经历的衰落受到了多普勒频移的调制，也就是说实际上信道在一个时隙内是时变的，用现有的估计方法所估计出的信道值实际是在一个时隙时间段内的信道平均值。因此，采用这种估计方法得到的估计信道就与真实信道之间存在着误差，尤其是移动终端在高速运动的状态下，误差很大，如果再将带有误差的估计信道带入到联合检测矩阵中，就会造成干扰的重复叠加和放大，从而影响数据的正确解码。

    【发明内容】

    本发明要解决的技术问题是提供一种TD-SCDMA系统中对多普勒频移进行估计和补偿方法，以克服由于移动终端的移动对正确接收数据带来的不利影响。

    为解决上述问题，本发明提供了一种时分同步码分多址TD-SCDMA系统中多普勒频偏值的估计方法，包括：

    移动终端在收到含有本移动终端数据的时隙后，通过比较当前时隙与一比较时隙的信道估计序列的相位差得到当前时隙接收信号的多普勒频偏值。

    进一步地，上述方法还可具有以下特征：

    所述移动终端上保存有预先设定的n个多普勒频偏值的绝对值的范围区间及与每一个范围区间相对应的一个比较时隙，其中，该n个范围区间逐段涵盖了所有可能的多普勒频偏值的绝对值，n≥1；

    所述移动终端通过比较当前时隙与所述比较时隙的信道估计序列的相位差得到本移动终端的接收信号多普勒频偏值是指：

    判断当前时隙的多普勒频偏值的预判值的绝对值位于上述哪个范围区间内；

    由所述判断出的范围区间确定相对应的比较时隙；

    通过比较当前时隙和所述比较时隙在对应径上的相位差估计出由多普勒频移所造成的接收信号在该时隙每码片长度上的相位偏移量。

    进一步地，上述方法还可具有以下特征：

    所述当前时隙的多普勒频偏值的预判值为该移动终端上一处理时隙的多普勒频偏值；

    所述该移动终端上一处理时隙的多普勒频偏值是指：本移动终端中保存的在处理上一含有该移动终端数据的时隙时所估计得到的该移动终端在该时隙的最强径上的多普勒频偏值，或者本移动终端在该时隙的各径中最大的多普勒频偏值、或者上述两项的加权和。

    进一步地，上述方法还可具有以下特征：

    所述移动终端通过比较当前时隙与所述比较时隙的信道估计序列的相位差得到本移动终端在当前时隙接收信号的多普勒频偏值具体包括：

    截取所述比较时隙的训练序列，做信道估计，估计出每个移动终端在该比较时隙内的平均信道冲击响应；

    截取当前时隙的训练序列，做信道估计，估计出每个移动终端在当前时隙内的平均信道冲击响应；

    将所述当前时隙与比较时隙的平均信道冲击响应的本移动终端部分按对应径进行相位相减，再除以上述两时隙间的码片间隔长度，得到多普勒频移所造成的本移动终端在每径、每码片上的接收信号相位偏移量。

    进一步地，上述方法还可具有以下特征：

    当n＝2时，所述范围区间包括：A＝[0，X)，B＝[X，+∞)，所述范围区间A所对应的比较时隙为上一子帧中与当前时隙具有相同时隙号的时隙，所述范围区间B所对应的比较时隙是当前时隙所在子帧中的TS0时隙，其中，X的值根据工程实际确定。

    进一步地，上述方法还可具有以下特征：

    所述移动终端通过比较当前时隙与所述比较时隙的信道估计序列的相位差得到本移动终端在当前时隙接收信号的多普勒频偏值具体包括：

    当比较时隙为本帧中的TS0时隙时，截取所述TS0时隙的训练序列，做信道估计，估计出每个移动终端在该比较时隙内的平均信道冲击响应；当所述比较时隙为上一帧中与当前时隙处于同时隙的时隙时，根据所述移动终端的保存记录得到所述比较时隙的平均信道冲击响应；

    截取当前时隙的训练序列，做信道估计，估计出每个移动终端在当前时隙时段内的平均信道冲击响应；

    所述移动终端将当前时隙与所述比较时隙中最强径的信道估计值进行相位相减，再除以当前时隙与所述比较时隙的码片间隔长度，得到多普勒频移所造成的该移动终端在每码片上的接收信号相位偏移量。

    本发明还提供了一种时分同步码分多址TD-SCDMA系统中多普勒频移的补偿方法，包括：

    移动终端在收到含有本移动终端数据的时隙后，通过比较当前时隙与一比较时隙的信道估计序列的相位差得到当前时隙接收信号的多普勒频偏值，并结合联合检测，在联合检测中对所述接收信号加以修正。

    进一步地，上述方法还可具有以下特征：

    所述移动终端上保存有预先设定的n个多普勒频偏值的绝对值的范围区间及与每一个范围区间相对应的一个比较时隙，其中，该n个范围区间逐段涵盖了所有可能的多普勒频偏值的绝对值，n≥1；

    所述移动终端通过比较当前时隙与所述比较时隙的信道估计序列的相位差得到本移动终端的接收信号多普勒频偏值是指：

    判断当前时隙的多普勒频偏值的预判值的绝对值位于上述哪个范围区间内；

    由所述判断出的范围区间确定相对应的比较时隙；

    通过比较当前时隙和所述比较时隙在对应径上的相位差估计出由多普勒频移所造成的接收信号在该时隙每码片长度上的相位偏移量。

    进一步地，上述方法还可具有以下特征：

    所述当前时隙的多普勒频偏值的预判值为该移动终端上一处理时隙的多普勒频偏值；

    所述该移动终端上一处理时隙的多普勒频偏值是指：本移动终端中保存的在处理上一含有该移动终端数据的时隙时所估计得到的该移动终端在该时隙的最强径上的多普勒频偏值，或者本移动终端在该时隙的各径中最大的多普勒频偏值、或者上述两项的加权和。

    进一步地，上述方法还可具有以下特征：

    所述移动终端通过比较当前时隙与所述比较时隙的信道估计序列的相位差得到本移动终端在当前时隙接收信号的多普勒频偏值具体包括：

    截取所述比较时隙的训练序列，做信道估计，估计出每个移动终端在该比较时隙内的平均信道冲击响应；

    截取当前时隙的训练序列，做信道估计，估计出每个移动终端在当前时隙内的平均信道冲击响应；

    将所述当前时隙与比较时隙的平均信道冲击响应的本移动终端部分按对应径进行相位相减，再除以上述两时隙间的码片间隔长度，得到多普勒频移所造成的本移动终端在每径、每码片上的接收信号相位偏移量。

    进一步地，上述方法还可具有以下特征：

    所述移动终端通过比较当前时隙与所述比较时隙的信道估计序列的相位差得到本移动终端在当前时隙接收信号的多普勒频偏值具体包括：

    当比较时隙为本帧中的TS0时隙时，截取所述TS0时隙的训练序列，做信道估计，估计出每个移动终端在该比较时隙内的平均信道冲击响应；当所述比较时隙为上一帧中与当前时隙处于同时隙的时隙时，根据所述移动终端的保存记录得到所述比较时隙的平均信道冲击响应；

    截取当前时隙的训练序列，做信道估计，估计出每个移动终端在当前时隙时段内的平均信道冲击响应；

    所述移动终端将当前时隙与所述比较时隙中最强径的信道估计值进行相位相减，再除以当前时隙与所述比较时隙的码片间隔长度，得到多普勒频移所造成的该移动终端在每码片上的接收信号相位偏移量。

    进一步地，上述方法还可具有以下特征：

    所述对每个移动终端的接收信号在联合检测中加以修正具体包括：

    将得到的所述相位偏移量乘以扩频因子SF后按径补偿所述每个移动终端在当前时隙时段内的平均信道冲击响应；

    由各个移动终端的扩频码、信道码、扰码相乘分别得到各移动终端的复合扩频码；

    利用所述补偿后的平均信道冲击响应及所述各移动终端的复合扩频码构造联合检测矩阵A，并用所述联合检测矩阵A对当前时隙中的数据段进行联合检测，得到修正后的解调符号。

    进一步地，上述方法还可包括：

    用得到的所述解调符号同星座图中标准调制符号作相位比较，所得相位差对各移动终端的最强径的相位频偏值和/或最大的相位频偏值作平滑处理，将处理后的结果作为本时隙的多普勒频偏值保存起来。

    与现有技术相比较，本发明提高了信道估计的准确度，消除了多普勒频移对正确接收解调的影响，降低了误码率，从而提高了系统性能，且尤其适用于TD-SCDMA移动终端在高速运动下的场景。通过选择适当的比较时隙来调解估计多普勒频偏的精度，以及通过对比较时隙和当前时隙进行相位差的运算来估计多普勒频偏，并且在优选的情况下，移动终端仅对最强径(主径)进行多普勒频移所造成的接收信号的相位偏移进行估计和补偿，降低了方法实施的复杂度；另外，移动终端还可以通过存贮比较时隙的信道估计序列来进一步降低方法复杂度和系统开销。

    【附图说明】

    图1为现有技术中TD-SCDMA的帧结构示意图；

    图2为本发明实施例中无线信道的各径在一个常规时隙段内受多普勒频移调制所造成的相位偏移的示意图；

    图3为本发明实施例中方法的流程图；

    图4为本发明实施例中Steiner信道估计序列及各移动终端对应的信道窗口示意图；

    图5为本发明实施例中联合检测A矩阵的结构图；

    图6为本发明实施例中系统仿真结果。

    【具体实施方式】

    下面将结合附图及实施例对本发明的技术方案进行更详细的说明。

    对于一个在无线信道上传播的TD时隙来说，它会受到无线信道冲击响应的卷积调制。该冲击响应由两部分组成：1，由多径效应造成的衰落：由于一个TD时隙的时长(675μs)远小于空间信道的相干时间，因此该部分可以认为在一个时隙时间段内是近似固定的；2，由多普勒效应所造成的相位偏移偏移量在一个时隙时长内随时间成线性变化，如图2所示，其中c_i表示该时隙上的第i个码片，各条斜线表示对应径上的相位偏移量(由于各条径向与移动终端运动方向间的夹角不同，因此每条斜线的斜率，即也不同)。将某个移动终端在一个时隙长度上的空间信道按码片依次展开，得到：

     h(chip_1)=[coffadmg_1·e-j2πfd1-tchip1,coffadmg_2·e-j2πfd2·tchip1,...,coffadmg_L·e-j2πfdL·tchip1].......h(chip_864)=[coffadmg_1·e-j2πfd1·tchip864,coffadmg_2·e-j2πfd2·tchip864,...,coffadmg_L·e-j2πfdL·tchip864]---(1)]]>

    其中，h(chip_i)表示第i个码片上的信道冲击响应(i的取值范围为1～864)，cof_{fading_k}表示第k径的衰落系数，表示第k径上由多普勒频移所造成的在第i个码片上的相位偏移量。

    以下将多普勒频移所造成的接收信号在每码片上的相位偏移量简称为多普勒频偏值。

    在执行下述步骤之前，需对终端做以下设置：终端上保存有预先设定的n个(n≥1)多普勒频偏值的绝对值的范围区间，该n个范围区间逐段涵盖了所有可能的多普勒频偏值的绝对值；除此之外，其上还保存有与每一个范围区间对应的一个比较时隙slot[i](i的取值为1～n)，即slot[i]与第i个范围区间相对应，该对应关系可以是：随着范围区间逐渐向无限大靠近，各范围区间对应的比较时隙逐渐向当前时隙靠近，即可以理解为落在某一范围区间内的多普勒频偏值绝对值越大，所对应的比较时隙越靠近本时隙。其中，比较时隙为当前时隙之前的某个时隙，其既可能是当前时隙所在子帧中时隙号小于当前时隙的某个时隙，也可能是当前时隙所在子帧之前的某子帧中的某个时隙。

    优选地，设定n＝2，即设定多普勒频偏值绝对值的范围区间分别为：区间A＝[0，X)，区间B＝[X，+∞]，X的值可由工程实际确定。区间A对应的比较时隙是上一子帧中与当前时隙具有相同时隙号的时隙；区间B对应的比较时隙是当前时隙所在子帧中的TS0时隙。之所以采用这两个时隙作为比较时隙，是因为这两个时隙的训练码段内始终是有训练序列的，这样就可以保证之后的信道估计是可实施的。当然，比较时隙也可以选用当前时隙之前的其它任意时隙，如当前时隙的前一时隙，但需要保证在该比较时隙的训练码段内有训练序列。

    本发明通过若干步骤来消除多普勒频移因子对移动终端正确接收、解调符号产生的影响，包括：

    (1)预判当前时隙上的多普勒频偏值的绝对值位于上述哪个范围区间内；

    (2)通过比较当前时隙和该范围区间所对应的比较时隙在对应径上的相位差估计出由多普勒频移所造成的接收信号在每码片长度上的相位偏移量；

    (3)根据该相位偏移量结合现有的联合检测技术，通过修正联合检测中的A矩阵来消除多普勒频移所造成的接收符号的相位偏移。

    (4)对接收符号进行解调时，在解调的同时对之前估计出的多普勒频偏进行细调整。

    执行步骤(1)和(2)后，即可初步估计出该移动终端的多普勒频偏值；而在后续通过执行步骤(3)可补偿由多普勒频移所造成的偏差。执行步骤(4)后更精确地估计出该移动终端在本时隙上的多普勒频偏值。

    步骤(1)中，所述多普勒频偏的预判值为该移动终端在上一处理时隙所估计出的多普勒频偏值。优选情况下为处理上一子帧中与当前时隙具有相同时隙号的时隙所估计出的多普勒频偏值。

    步骤(2)中，比较当前时隙和比较时隙在对应径上的相位差是指：首先获得该两个时隙的信道估计序列；然后对两个序列进行按径匹配；获取对应径上相位差后，除以相应码片间隔，得到该移动终端在每径、每码片长度上的相位偏移量。其中，为了获得信道估计序列，需要对相应时隙进行截取训练码、做FFT变换、IFFT反变换等若干动作，信道估计的实现采用改进后的steiner方法，属现有的技术范畴，在此不再进行赘述。

    此外，对当前时隙进行信道估计后，可将该估计序列保存下来。这样，当后续该时隙作为比较时隙时，由于终端中保存有该时隙的信道估计序列，因此可以省略对该时隙的信道估计过程，直接使用该信道估计序列作为比较时隙的信道估计序列。

    从步骤(3)可以看出，消除多普勒频移偏差是结合TD的现有技术-联合检测来实现的。但在本发明中对生成的联合检测矩阵A进行了修正，具体包括：生成的A矩阵的b向量是由修正后的信道估计序列和复合扩频码卷积而成的，而修正后的信道估计序列是通过估计出的平均信道估计序列调制上多普勒频偏值所构成的，即保证了修正后的信道估计序列在一个时隙内不再是固定不变的。

    优选地，在典型的TD移动终端高速运动场景下，只需对该移动终端的最强径进行相位偏移量的估计以及对最强径的信道估计进行修正，及修正联合检测A矩阵，消除多普勒频移偏差。

    步骤(4)中为提高估计的准确度，在解调时对之前估计出的多普勒频偏进行细调整，并用细调整后的最强径的多普勒频偏值或者各径多普勒频偏值中的最大值作为本时隙的多普勒频偏值，并保存该值在该移动终端中作为下一处理时隙的多普勒频偏预判值。

    综上所述，如图3所示，移动终端对其接收到的包含本移动终端数据的每个时隙数据重复执行如下步骤：

    步骤301：移动终端将其上保存的上一处理时隙的多普勒频偏估计值做为预判值(对第一接收时隙，该预判值是0或一个预先指定值)，并确定该预判值的绝对值落在哪个范围区间；

    步骤302：根据落入的那个范围区间选取对应的比较时隙，并截取该比较时隙的训练序列，用改进的steiner方法做第一次信道估计，获得每个移动终端在该比较时隙时间段内的平均信道冲击响应；

    步骤303：截取本时隙的训练序列，做第二次的信道估计，估计出每个移动终端在本时隙时段内的平均信道冲击响应；

    当然，对本时隙及比较时隙进行信道估计的顺序不分先后，只要得到该两个时隙内的平均信道冲击响应即可。

    步骤304：将当前时隙及比较时隙的信道估计值按移动终端、对应径进行匹配，匹配后的两个信道序列按径进行相位相减，再除以当前时隙与比较时隙之间的码片间隔长度，估计出多普勒频移所造成的每个移动终端在每径、每码片上接收信号的相位偏移量，即每个移动终端在每径上的多普勒频偏值；

    步骤305：将由步骤304所获得的每移动终端在每径、每码片上的相位偏移量乘上扩频因子SF，得到每移动终端在每径、每符号长度时长上的相位偏移因子，并用该因子修正当前时隙的信道估计序列，用该修正后的估计信道序列与复合扩频码进行卷积运算，构建修正后的联合检测A矩阵；

    步骤306：利用修正后的A矩阵对接收的当前时隙的信号做联合检测，一次性地获得各移动终端的解调符号。

    步骤307：将这些解调符号与星座图中最靠近的标准调制符号(该标准调制符号即发送机调制后发送的标准复数调制符号，例如对QPSK调制来说，标准调制符号就是：+i，1，-1，-i)做相位比较，所得相位差做平滑处理，获得相位偏移量；然后用这个相位偏移量细调步骤304中估计出的本移动终端在本时隙上信道最强径的多普勒频偏值；

    步骤308：确定本时隙的多普勒频偏值并保存到本移动终端的下一接收时隙做参考比较使用。所述本时隙的多普勒频偏值为经步骤307细调后的本移动终端的最强径上的多普勒频偏值，或者本移动终端各径中最大的多普勒频偏值、或者上述两项的加权和。

    当移动终端处于高速运动场景下，在上述步骤305～308中可以只对该移动终端的最强径进行相位偏移量的估计以及对最强径的信道估计进行修正，以及修正联合检测A矩阵，以消除多普勒频移偏差。

    下面用一个具体实例对本发明进一步进行说明。

    假设某TD移动终端正在进行12.2kbps的话音业务，该业务特征是该移动终端在每个子帧上占据一个固定时隙，下行扩频因子SF＝16。

    对终端进行初始配置：预先设定2段由多普勒频偏绝对值的范围区间：区间A＝[0，1*10^-3弧度/码片)，区间B＝[1*10^-3弧度/码片，+∞)。(所选取的该两个区间的分界等于1*10^-3弧度/码片，对应的移动终端的速度是120km/h，最大多普勒频移f_d max是222Hz)。

    设定对应的两个范围区间的比较时隙：对应区间A，比较时隙是上一子帧中与当前时隙相同时隙号的时隙；对应区间B，比较时隙是本子帧的TS0时隙。

    设定初始的多普勒频偏值的预判值为0。

    本移动终端对接收到的每子帧中包含本移动终端数据的时隙重复如下步骤操作：

    步骤1：根据预判的本时隙的多普勒频偏值的绝对值落在哪个范围区间内对应地选取一个比较时隙(对于第一子帧，预判值是0，对之后的子帧，预判值为上一子帧中与当前时隙具有相同时隙号时隙的多普勒频偏值)

    当预判值落入区间A时，认为移动终端正处于小多普勒频偏状态，选取前一子帧中与当前时隙相同时隙号的时隙作为比较时隙；

    当预判值落入区间B时，认为移动终端正处于大多普勒频偏状态，因此需要做更精确的多普勒频偏估计，选取本子帧中TS0时隙作为比较时隙。

    步骤2：截取比较时隙的训练序列做信道估计，获取各移动终端在比较时隙上的平均信道响应ch_est1。信道估计的具体方法采用改进后的steiner方法，可分成如下两个子步骤：

    步骤2.1、截取比较时隙的训练序列receiver_mid₁做FFT变换，再除以基本训练序列mid_basic的FFT变换，将结果再做IFFT变换，得到信道估计序列(Channel_Estimation)：

    Channel_Estimation＝IFFT(FFT(receiver_mid₁)/FFT(mid_basic))        (2)

    其中基本训练序列是由系统初始分配给各个小区并通知到移动终端的。

    步骤2.2、如图4所示，将步骤2.1获得的各移动终端对应的信道估计序列中功率大于ε的径当作噪声径去除，剩余的序列ch_est1即为各移动终端在比较时隙内的平均信道响应。(其中，ε＝r²·σ²，r²表示门限信噪比，σ²表示噪声功率，r和σ的取值可根据工程实际选取，r＜1)。

    具体实现时，当比较时隙是前一子帧中与当前时隙具有相同时隙号的时隙时，由于在上一子帧的处理中已对该时隙做过信道估计，因此只需在移动终端中增加该信道估计的存贮，并在此步骤中读出该存贮即可，而无需再做步骤2.1和2.2；

    步骤3：截取当前时隙的训练序列做信道估计，获取各移动终端在当前时隙上的平均信道响应ch_est2。信道估计的具体方法采用改进后的steiner方法，可分成两个子步骤(如步骤2.1，2.2所述)，这里不再赘述。

    获得当前时隙上信道估计序列后，存贮该序列。

    步骤4、分别对当前时隙及比较时隙的平均信道响应的估计序列按移动终端以及径匹配，将各移动终端的最强径的平均信道响应进行相位相减，再除以当前时隙与比较时隙间的间隔码片数，得到由多普勒频移所造成的该移动终端的接收信号在最强径上每码片的相位偏移量，即该移动终端在最强径上的多普勒频偏值：

     phase_estimationper chipstrongest tap=phasestrongest tapch_est2-phasestrongest tapch_est1Nchip---(3)]]>

    该值即可认为是多普勒频偏的粗估计值(还需在步骤6中进行细调整)。其中，phase·表示取相位运算，strongest tap表示最强径，即各径的信道响应中功率最大的一径，N_chip表示当前时隙与比较时隙间相隔的码片数：

    对于在步骤1中选取本子帧的TS0时隙作比较时隙，N_chip＝当前时隙序号*864+352，其中352是下行同步码、保护间隔及上行同步码三项总的码片长度。

    对于在步骤1中选取上一子帧中相同时隙号的时隙作为比较时隙，当前时隙与比较时隙间的间隔为一个子帧长，码片间隔N_chip＝6400。

    该实施例中，优选地仅对各终端用户的最强径的多普勒频偏值进行估计，采用优选方法可以降低终端实现的复杂度；其成立的理由是在典型的移动终端高速运动场景下，一般都存在着一个直达径的无线信号(即无线电波能够从基站天线直射地到达移动终端)，该直达径是影响接收信号质量的主要因素，亦即估计出来的最强径；

    步骤5：将上述估计出的接收信号在最强径上每码片的相位偏移量乘上扩频因子，修正当前时隙的信道估计序列，并用修正后的信道估计序列同复合扩频码进行卷积运算，组成修正的联合检测A矩阵。具体分成四个子步骤：

    步骤5.1、将由步骤4所获得接收信号在最强径上每码片的相位偏移量乘上扩频因子SF，得到接收信号在最强径每符号上的相位偏移因子：

     phase_estimationper symbolstrongest tap=SF*phase_estimationper chipstrongest tap---(4)]]>

    步骤5.2、将接收信号在最强径每符号长度上的相位偏移量补偿到步骤3中所获得的当前时隙平均信道估计序列的最强径上，得到修正后的信道估计序列：

     channel_estimationsymbol_n′tap_strongest=channel_estimationstrongest tap*e-j*2π*n*phase_estimationper symbolstrongest tap---(5)]]>

    其中，channel_estimation^{strongest tap}表示在步骤3中获得的该移动终端在当前时隙平均信道估计中的最强径，n表示第n个调制符号。

    修正后的信道估计序列在本时隙内不再是固定不变的了，而是逐符号位地收到了所估计出的多普勒频偏的调制。

    步骤5.3、由各个移动终端的扩频码、信道码、扰码相乘分别得到各移动终端的复合扩频码

     ciuser=spreading_codeiuser*channeliasation_codei*scrambling_codei---(6)]]>

    步骤5.4、利用步骤5.2中获得的修正后的信道估计序列和步骤5.3中生成的各移动终端的复合扩频码来构造联合检测矩阵A。

    A矩阵的结构参照图5。它由N个V块构成，N表示调制符号的个数，每个V块由U个b向量排列成，U表示移动终端数，每个b向量由修正后的信道估计和复合扩频码卷积获得：

     b→symbol_nuser_u=Channel_Estimation′symbol_nuser_u⊗cuser_u---(7)]]>

    其中，表示第u个移动终端在第n个符号上的修正后信道估计，c^user_u表示第u个移动终端复合扩频码；表示卷积运算。

    步骤6：利用修正后的A矩阵对当前时隙的数据段做联合检测，获得各移动终端的解调符号

    d＝(I+σ^-2A^HA)^-1·A^He                        (8)

    即实现了对解调符号的多普勒频移消除。其中，I表示单位矩阵，σ表示噪声功率，e表示接收到的数据段码片；A^H表示矩阵A的厄米特变换，A^-1表示矩阵A的逆变换。

    步骤7：为了获得更精确的多普勒频偏估计值，对步骤4中估计出的多普勒频偏的粗估计值做细调，具体包括以下步骤：

    A、将步骤6中得到的解调符号同标准的调制符号做相位比较，所得相位差做平滑处理，所得结果细调多普勒频偏的粗估计值，具体包括：

    A1、将获得解调符号同标准的调制符号d_std的相位做比较，所得相位差做平均：

    Δphase′＝AVG(phase(d)-phase(d_std))                (9)

    此处，AVG表示求平均的运算，具体是指对所有(所有用户)由联合检测所获得的解调符号做平均。

    A2、用所获得Δphase′分别对步骤4中估计出多普勒频偏的粗估计值进行细调：

     Δphase_estimationper chiptap_strongest=phase_estimationper chiptap_strongest+Δphase′SF---(10)]]>

    该值即可认为是即本移动终端在本时隙上的多普勒频偏值，根据该值可以得到多普勒频移值f_d。

    B、将在步骤A2中获得的调整后最强径的相位偏移量作为本时隙的多普勒频偏值保存到移动终端内，作为下一子帧处理时的预判量。

    对下一子帧数据重复步骤1-7。

    如图6所示，可以看出，采用本发明所述方法后，移动终端的误码率明显降低。

    当然，本发明还可有其他多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。