相位误差检测设备、 相位误差检测方法和再现设备 【技术领域】
本发明涉及用于检测 PLL 的相位误差的相位误差检测设备和相位误差检测方 法，以及用于从记录了比特信息的记录介质再现数据的再现设备。背景技术
参考日本专利文件特开平 8-69672 号公报和日本专利文件特开 2003-6864 号公 报。
当前，诸如 BD(Blu-ray Dis ：注册商标 ) 之类的所谓的高记录密度光盘广泛用作 通过光的照射来从其再现所记录的信号的光记录介质。
为了从这种光盘再现所记录的信息，可以执行 PRML( 部分响应最大似然 ) 译 码。
执行 PRML 译码包括选定与使用的记录再现系统的特性 ( 主要是记录密度 ) 相对 应的 PR 类。 公知的 PR 类包括 PR(1，2，1) 和 PR(1，2，2，1)。
同时，维持稳定的 PLL( 锁相环 ) 设置对于使得 PRML 译码能够完全发挥潜力是 不可或缺的。
在普通的光盘系统中，有关 PLL 的相位误差信息通常从接近再现信号的零交叉 点的值中获得。 已知以下将要说明的两种获取相位误差信息的典型技术。
图 11A 和图 11B 是说明从接近再现信号的零交叉点的值中检测相位误差的普通 技术的示意图。 图 11A 说明当再现信号的理想值不为 0 时生效的检测技术。 图 11B 说 明当再现信号的理想值为 0 时使用的检测技术。
如果 PR(1，2，1) 被用作 PR 类，则 PR 均衡后再现信号的理想值不为 0。 换 言之，理想采样的定时在与零交叉点不同的点。 因此，参考图 11A 所说明的技术是在 PR(1，2，1) 生效的情况下再现信号的理想值不为 0 的情形中所要采用的相位误差检测技 术。
如果 PR(1，2，2，1) 被采用，则 PR 均衡后再现信号的理想值为 0。 即，零交 叉点与采样点理想地一致。 因此，参考图 11B 所说明的技术是在 PR(1，2，2，1) 生效 的情况下再现信号的理想值为 0 的情形中所要采用的相位误差检测技术。
当如图 11A 中所示再现信号的理想值不为 0 时，相位误差 Δτ 使用下式获得 ：
Δτ ＝ sign*(An-1+An)...[ 式 1]
其中， An-1 表示再现信号的零交叉之前的采样值，并且 An 表示再现信号的零交 叉之后的采样值。
在上式中， “sign” 根据零交叉方向 ( 从正到负或反之 ) 要么为 “+” 要么为 “-”。
如果 PR(1，2，1) 被采用，则零交叉之前的采样值 An-1 的绝对值与零交叉之后 的采样值 An 的绝对值相同。 因此，如在上式中那样将值 An-1 和 An 相加提供了既指示与 理想相位的误差的量又指示误差的极性 ( 即，相位超前或延迟 ) 的值。图 11A 示出以从正到负的方向零交叉的状态。 如果以从负到正的方向相反地零 交叉，则通过 “An-1+An” 计算出的值的极性与相位的超前 / 延迟之间的关系与图 11A 中 所示出的相反。 上式中的 “sign” 用来校正由零交叉方向的不同产生的值 “An-1+An” 的 符号 ( 即，极性 )。
在如图 11B 中所示再现信号的理想值为 0 的情形中，相位误差 Δτ 基于以下说 明的概念来检测。
图 11B 示出 3 种状态 ：再现信号波形的相位误差在零交叉处为 0( 中间的波形 ) 的状态，相位超前的状态 ( 左边的波形 )，和相位延迟的状态 ( 右边的波形 )。
这里重申， PLL 的相位误差表现为与再现信号的采样定时的理想点的不同。 如 果要根据同一再现信号上采样定时的不同来如实地指示相位误差，则该现象将过于复杂 而无法图示出来。 因此，为了简化和说明的目的，示出以下三种相位状态中的采样定 时 ：以波形分别描绘的理想的、超前的和延迟的状态。
在图中，时间轴上的采样定时 ( 即，采样点 ) 在相位超前时被图示性地指示为这 样的实点，在这些实点处，从图的平面视图上看被移到右边的再现信号的波形与相位超 前的理想状态中再现信号的波形一致。 以类似的方式，在相位延迟时生效的采样定时被 指示为这样的实点，在这些实点处，从图的平面视图上看被移到左边的再现信号的波形 与相位延迟的理想状态中再现信号的波形一致。 此时，假定理想状态中再现信号的零交叉点是参考采样点 An。 参考采样点 An， 假定在理想状态中再现信号的零交叉点之前的采样点为 An-1，并且假定在零交叉点之后的 采样点是 An+1。
图 11B 分别示出与理想的、超前的、延迟的状态相对应的采样点。 在该设置 中，在相位超前的情形中，零交叉之前的采样点在图 11B 中被示为 An-1 并且零交叉之后 的采样点被示为 An。 在相位延迟的情形中，零交叉之前的采样点是 An 并且零交叉之后的 采样点是 An+1。
在图 11B 的情况中，在没有相位误差的理想状态中采样点 An 的值为 0。 如从中 可以理解的，采样点 An 的值指示在 PR(1，2，2，1) 生效的情况下再现信号的理想值为 0 的情形中的相位误差。
即，在再现信号的理想值为 0 并且相位超前的情形中，相位误差 Δτ 由下式给 出：
Δτ ＝ sign*min(An， An-1)...[ 式 2]
其中， An-1 表示零交叉之前的采样点的值，并且 An 表示零交叉之后的采样点的 值。
在相位延迟的情形中，相位误差 Δτ 用下式给出 ：
Δτ ＝ sign*min(An+1， An)...[ 式 3]
其中， An 表示零交叉之前的采样点的值，而 An+1 表示零交叉之后的采样点的 值。
在上式 2 和 3 中，项 “min(x，y)” 构成用于选择 “x” 和 “y” 中绝对值较小 的任一者的运算符。
实际的电路通过将再现信号的当前值与其紧前值相比较来看极性是否已经从一
个值改为另一个值，来判定再生信号是否已经达到零交叉。 鉴于这种检测零交叉点的技 术，上述式 2 和 3 可以被编入下式 4 中 ：
Δτ ＝ sign*min(Ak， Ak-1)...[ 式 4]
其中， Ak 表示零交叉被检测到的采样点的值，并且 Ak-1 表示紧前的采样点的 值。 发明内容
如上所述，在 PR(1，2，1) 生效的情况下再现信号的理想值不为 0 的情形中，以 上参考图 11A 所说明的技术可以用来正确地检测相位误差。 在 PR(1，2，2，1) 生效的 情况下再现信号的理想值为 0 的情形中，以上参考图 11B 所说明的技术可以用来正确地检 测相位误差。
随着近年来光盘的记录密度越来越高，某些盘已经采用约束长度为 5、比以前包 含更多符号间干扰的 PR 类 PR(a，b，b，b，a)。 更具体地，目前所采用的代表性 PR 类 是 PR(1，2，2，2，1)。
说明性地，假定用作 PR 类的是约束长度至少为 5 并且 a ∶ b ＝ 1 ∶ 2 的上述 PR(1，2，2，2，1) 等。 在该情况中，零交叉前后共存两种再现信号模式 (pattern) ：如 图 11A 中所示再现信号的理想值不为 0 的再现信号模式，和如图 11B 中所示再现信号的 理想值为 0 的再现信号模式。 更具体地，如果在零交叉部分中包含 3T(T 代表信道时钟 ) 以上的模式，则生效 的模式是如图 11A 中所示再现信号的理想值不为 0 的再现信号模式。 如果在零交叉部分 中包含 2T 的模式，则生效的模式是如图 11B 中所示再现信号的理想值为 0 的再现信号模 式。
由于记录密度越来越高，诸如利用 2T 和 3T 的模式的信号之类的短信号具有越来 越小的幅度。 在这一方面，可以设想到这样的相位误差检测技术，其在包含 2T 的模式的 情况下将图 11B 中的零交叉部分排除在相位误差检测之外，并且在包含 3T 以上的模式的 情况下使得仅图 11A 中的零交叉部分经历相位误差检测。 具体地，仅图 11A 中示出的再 现信号模式被用来基于以上示出的式 1 获取相位误差信息。
然而，在实际的再现信号中，在零交叉部分中获得所包含的 2T 的模式的频率 非常高。 将该情况作为相位误差检测的对象丢弃可能会大大降低更新相位误差信息的频 率。 在相位误差信息不那么频繁地被更新的情况下， PLL 的跟随性能将劣化，进而会降 低 PLL 的稳定性。
本发明是考虑到以上情形做出的，并且提供了这样的创新布置 ：以防止相位误 差信息更新的频率降低从而确保 PLL 的稳定性的方式来处理所采用的 PR 类约束长度至少 为 5 并且再现信号的理想值为 0 的模式与理想值不为 0 的模式共存这样的情形。
在执行本发明中并且根据本发明的一个实施例，提供了一种相位误差检测设 备，包括 ：采样块，该采样块被配置为对输入信号进行数字采样 ；第一相位误差计算 块，该第一相位误差计算块被配置为使用基于 Ak-1+Ak 的第一运算式来计算相位误差， 其中， Ak 表示所述输入信号在零交叉之后的采样值，并且 Ak-1 表示所述输入信号在所述 零交叉之前的采样值 ；第二相位误差计算块，该第二相位误差计算块被配置为使用基于
min(Ak， Ak-i) 的第二运算式来计算所述相位误差，其中， min(x， y) 构成用于从 x 和 y 中选择这两个中较小的任一者的运算符 ；以及选择输出块，该选择输出块被配置为判定 绝对值 |Ak-Ak-1| 是否等于或小于预定的第一阈值，其中，所述绝对值 |Ak-Ak-1| 是所述输入 信号在所述零交叉之后的采样值 Ak 与所述输入信号在所述零交叉之前的采样值 Ak-1 之间 的差的绝对值，所述选择输出块还根据所述判定的结果来有选择地输出来自所述第一相 位误差计算块的计算值或来自所述第二相位误差计算块的计算值中的任一者，作为相位 误差检测信息。
根据本发明的另一实施例，提供了一种再现设备，包括 ：再现信号获取块，该 再现信号获取块被配置为获取被记录在记录介质上的比特信息的再现信号 ；以及采样 块，该采样块被配置为对所述再现信号进行数字采样。 该再现设备还包括 ：第一相位误 差计算块，该第一相位误差计算块被配置为使用基于 Ak-1+Ak 的第一运算式来计算相位误 差，其中， Ak 表示所述再现信号在零交叉之后的采样值，并且 Ak-1 表示所述再现信号在 所述零交叉之前的采样值 ；和第二相位误差计算块，该第二相位误差计算块被配置为使 用基于 min(Ak， Ak-1) 的第二运算式来计算所述相位误差，其中， min(x， y) 构成用于从 x 和 y 中选择这两个中较小的任一者的运算符。 该再现设备还包括 ：选择输出块，该选 择输出块被配置为判定绝对值 |Ak-Ak-1| 是否等于或小于预定的第一阈值，其中，所述绝 对值 |Ak-Ak-1| 是所述再现信号在所述零交叉之后的采样值 Ak 与所述再现信号在所述零交 叉之前的采样值 Ak-1 之间的差的绝对值，所述选择输出块还根据所述判定的结果来有选 择地输出来自所述第一相位误差计算块的计算值或来自所述第二相位误差计算块的计算 值中的任一者，作为相位误差检测信息。 该再现设备还包括时钟生成块，该时钟生成块 被配置为通过基于由所述选择输出块输出的相位误差检测信息执行称为 PLL 的锁相环控 制来生成时钟。
现在假定 PR(1，2，2，2，1) 被用作 PR 类，将注意力放在接近再现信号的零交 叉点的采样值。 在该情况中，如果如图 11A 中所示再现信号的理想值不为 0( 即，在零交 叉部分包含 3T 以上的模式的情形中 )，则绝对值 |Ak-Ak-1| 总是 4 或更大。 相比之下，如 果如图 11B 中所示再现信号的理想值为 0( 在零交叉部分包含 2T 的模式的情形中 )，则绝 对值 |Ak-Ak-1| 总是小于 4。
根据以上概述的本实施例，进行检查来判定绝对值 |Ak-Ak-1| 是否等于或小于第 一阈值。 根据判定的结果，来自第一或第二相位误差计算块中任一者的计算值被有选择 地输出作为相位误差检测信息。 本发明布置使得不仅可以在如图 11A 中所示零交叉部分 中包含 3T 以上的模式的情形中而且可以在如图 11B 中所示零交叉部分中包含 2T 的模式 的情形中获得相位误差检测信息。 因此，该技术比仅在零交叉部分中包含 3T 以上的模式 的情形中获取相位误差信息的普通技术能够使得相位误差信息被更频繁地更新。
从以上说明将理解，根据该实施例，有关零交叉部分中包含的是 3T 以上的模式 还是 2T 的模式的检查通过判定零交叉前后的采样值之间的绝对值 |Ak-Ak-1| 是否等于或小 于第一阈值来进行。
执行以上检查的技术可以被想到包括使用在下游维特比 (Viterbi) 译码处理中的 比特检测的结果 ( 即，将作为比特检测的结果获得的数据模式与和所讨论的零交叉部分 相对应的数据模式相匹配 )。然而，由于获得比特检测的结果要耗费些时间，所以这样的技术将相应地增大 PLL 的延迟。 结果，在 PLL 的响应中可以预见有较大的延迟。
相比之下，根据本实施例，零交叉部分中是包含 3T 以上的模式还是 2T 的模式通 过将零交叉前后的采样值之间的绝对值 |Ak-Ak-1| 与第一阈值相比较被立刻判定。 与使用 比特检测结果来进行模式匹配的上述普通技术相反，本发明方法实质上消除了 PLL 的响 应延迟。
根据本实施例，当定义为 PR(a， b， ...， b， a) 的 PR 类被采用时，如在约束长 度为 5 以上并且 a ∶ b ＝ 1 ∶ 2 的 PR(1，2，2，2，1) 的情况中一样，不仅可以在零交叉 部分中包含 3T 以上的模式的情形中而且可以在零交叉部分中包含 2T 的模式的情形中恰当 地获得相位误差信息。 本发明技术比仅在零交叉部分中包含 3T 以上的模式的情形中获取 相位误差信息的普通技术能够使得相位误差信息被更频繁地更新。
随着相位误差信息被更频繁地更新， PLL 的稳定性也被相应地增强。
根据本实施例，零交叉部分中是包含 3T 以上的模式还是 2T 的模式通过进行检查 来看零交叉前后的采样值之间的绝对值 |Ak-Ak-1| 是否等于或小于第一阈值来判定。 与使 用比特检测结果进行模式匹配的上述普通技术相比较，本发明布置实质上消除了 PLL 的 响应延迟。 在这点上， PLL 的稳定性也被增强。 附图说明
图 1 是示出体现本发明的再现设备的内部结构的框图 ；
图 2 是示出由作为本发明的一个实施例的再现设备具有的 PLL 电路的内部结构 的框图 ；
图 3 是 PR(1，2，2，2，1) 的状态转变图 ；
图 4 是说明情况 1 的相位误差检测技术的图示 ；
图 5 是说明情况 2 的相位误差检测技术的图示 ；
图 6 是说明如何确定值 B( 第二阈值 ) 的图示 ；
图 7 是示出当相位超前时生效的绝对值 |Ak-Ak-1| 的图示 ；
图 8 是当相位延迟时生效的绝对值 |Ak-Ak-1| 的图示 ；
图 9 是说明情况 3 的相位误差检测技术的图示 ；
图 10 是示出体现本发明的相位误差检测电路的内部结构的框图 ；以及
图 11A 和图 11B 是说明在再现信号的理想值不为 0 的情形中和理想值为 0 的情 形中使用的相位误差检测技术的示意图。 具体实施方式
现在，将参考附图根据以下标题来描述优选实施例 ( 以下，简称为实施例 ) ：
<1. 再现设备的总体结构 >
[1-1. 再现设备的内部结构 ]
[1-2.PLL 电路的内部结构 ]
<2. 体现本发明的相位误差检测方法 >
[2-1. 基本原理 ]
[2-2. 具体的误差检测技术 ]<3. 相位误差检测电路的内部结构 >
<4. 通过实施例执行的相位误差检测的效果 >
<5. 变形例 >
<1. 再现设备的总体结构 >
[1-1. 再现设备的内部结构 ]
图 1 示出体现本发明的再现设备 1 的内部结构。 图 1 中示出的主要是从再现设 备 1 中提取出的再现部件 ；诸如由跟踪和聚焦块组成的伺服部件之类的其它部件被从图 中省略。
在图 1 中，光盘 D 是盘状光学记录介质。 光学记录介质是记录信号通过光的照 射被写入其或从其读出的存储介质。
对于该示例，假定 0 和 1 的二进制数据序列通过 NRZI( 非归零倒相 ) 调制被记 录到光盘 D。
光盘 D 由图 1 中示出的主轴电机 (SPM)2 旋转驱动。
光学读取头 ( 光学拾取器， OP)3 通过合适的光学部件将由激光二极管发射的激 光束通过物镜照射到光盘 D。 光学读取头 3 还经由合适的光学部件将来自光盘 D 的反射 光导向光电检测器。 光电检测器提供与反射光的光量相对应的电信号。 矩阵电路 4 包括电流到电压转换电路和矩阵计算 / 放大电路。 使用这些电路， 矩阵电路 4 根据来自构成光学读取头 3 中的光电检测器的多个光接收元件的输出电流，通 过矩阵计算来生成必要的信号。
更具体地，矩阵电路 4 生成表示通过上述 NRZI 调制记录的记录信号的再现信号 sA。
由矩阵电路 4 生成的再现信号 sA 经由高通滤波器 (HPF)5 和自动增益控制电路 (AGC)6 被馈送给 PR( 部分响应 ) 均衡器 7。
高通滤波器 5 从再现信号 sA 截去 DC 分量并且移除低频波。 自动增益控制电路 6 被提供以将再现信号 sA 控制为与下游 A/D 转换器 8 的动态范围相适的水平。
由自动增益控制电路 6 提供的增益控制是使得情况 (case) 判定电路 37 和 38( 稍 后参考图 10 讨论 ) 能够执行合适的判定操作的重要功能。
PR 均衡器 (PR-EQ)7 对通过自动增益控制电路 6 的再现信号 sA 执行 PR 均衡处 理。
对于本示例， PR(1，2，2，2，1) 被用作 PR 类。 PR 均衡器 7 执行波形均衡处 理，目标特性针对根据所采用的 PR(1，2，2，2，1) 确立的频率特性来设定。
A/D 转换器 8 此时利用 PLL( 锁相环 ) 电路 9( 稍后描述 ) 所生成的再生时钟 CLK 对已经经历了 PR 均衡器 7 的 PR 均衡处理的再现信号 sA 进行数字采样。 如图所示，由 A/D 转换器 8 数字采样后的再现信号 sA 称为再现信号 sA-smp。
由 A/D 转换器 8 获得的再现信号 sA-smp 不仅被发送给 PLL 电路 9，也被发送给 自适应均衡器 10。
PLL 电路 9 基于再现信号 sA-smp 生成上述再现时钟 CLK。 由 PLL 电路 9 生成 的再现时钟 CLK 被馈送给 A/D 转换器 8。 尽管未被示出，但是再现时钟 CLK 也作为操 作时钟被提供给诸如维特比译码器 11( 稍后描述 ) 之类的其它有关块。 稍后将描述 PLL
电路 9 的内部结构。
自适应均衡器 10 通常是 LMS-TVF( 最小均方根横向滤波器 )，其由 FIR( 有限脉 冲响应 ) 滤波器和用所谓的最小均方方法执行抽头 (tap) 系数更新计算的抽头系数计算块 组成。 这样，自适应均衡器 10 执行所谓的自适应均衡处理，用于吸收由于光学读取头 3 和光盘 D 的各个偏差产生的再现信号 sA 的频率响应的波动。
如图所示，从维特比译码器 11 的译码中得出的译码后的数据 DT 被输入自适应 均衡器 10。 自适应均衡器 10 使用通过将输入的译码后的数据 DT 转换成部分响应序列获 得的复制信号作为其目标信号，来对上述再现信号 sA-smp 执行波形均衡处理。
已经经历了自适应均衡器 10 的均衡处理的再现信号 sA-smp( 以下，该信号将称 为均衡后的信号 yk) 被发送给维特比译码器 11。
维特比译码器 11 通过所谓的维特比译码处理对再现信号 sA 进行二值化。 即， 维特比译码器 11 检查均衡后的信号 yk 与想得到的比特序列的部分响应之间的欧几里德距 离，并且输出例如使得距离最短的比特序列作为检测的结果。
通过维特比译码器 11 的译码处理获得的译码后的数据 DT 不仅被馈送给上述自 适应均衡器 10，而且也被馈送给再现数据译码器 ( 未被示出 )，再现数据译码器例如通过 游程长度受限译码和纠错来提供再现数据。 [1-2.PLL 电路的内部结构 ]
图 2 示出图 1 中所包括的 PLL 电路 9 的内部结构。 图 2 还与 PLL 电路 9 的内部 结构一起示出了图 1 中示出的 A/D 转换器 8。
如图所示， PLL 电路 9 包括相位误差检测电路 20、低通滤波器 (LPF)21、 D/A 转换器 22 和 VCO( 压控振荡器 )23。 给定来自 A/D 转换器 8 的再现信号 sA-smp，相位 误差检测电路 20 关于再现时钟 CLK 的理想状态来检测相位误差，并且输出指示检测结果 的相位误差信息 Dp。
稍后将描述该实施例的相位误差检测电路 20 的内部结构。
从相位误差检测电路 20 输出的相位误差信息 Dp 通过低通滤波器 21 由 D/A 转换 器 22 转换成模拟信号，并且产生的模拟信号被发送给 VCO23。
基于通过 D/A 转换器 22 输入的相位误差信息 ( 即，相位误差信号 )Dp， VCO 23 执行对其自己的振荡信号的相位控制，以生成与再现信号 sA 的改变点同步的再现时钟 CLK。
<2. 采用本发明的相位误差检测方法 >
[2-1. 基本原理 ]
从以上说明将理解，对于该实施例， PR(1，2，2，2，1) 被用作 PR 类。
如前所述，这里用作 PR 类的是约束长度至少为 5 并且 a ∶ b ＝ 1 ∶ 2 的 PR(1， 2，2，2，1) 之类。 在该情况中，零交叉前后共存两种再现信号模式 ：如图 11A 中所示 再现信号的理想值不为 0 的再现信号模式，和如图 11B 中所示再现信号的理想值为 0 的再 现信号模式。 更具体地，在零交叉部分中包含 3T(T 代表信道时钟 ) 以上的模式的情形 中，生效的模式是如图 11A 中所示再现信号的理想值不为 0 的再现信号模式。 在零交叉 部分中包含 2T 的模式的情形中，生效的模式是如图 11B 中所示再现信号的理想值为 0 的 再现信号模式。
如上所述，当如图 11A 中所示再现信号的理想值不为 0 时，使用以上式 1 来获得 相位误差 Δτ。
在后续的描述中，式 1 以与上述式 4 相兼容的方式被重写如下 ：
Δτ ＝ sign*(An-1+An)...[ 式 1]
其中， Ak-1 表示再现信号的零交叉之前的采样值，并且 Ak 表示再现信号的零 交叉之后的采样值。 在以上重写的式 1 中，根据零交叉的方向 ( 从正到负或反之 )， “sign” 要么为 “+” 要么为 “-”。
当如图 11B 中所示再现信号的理想值为 0 时，使用以上式 4 来获得相位误差 Δτ。 这里重申，式 4 被定义如下 ：
Δτ ＝ sign*min(Ak， Ak-1)… [ 式 4]
在上式中，如所说明的，项 “min(x，y)” 构成用于选择 “x” 和 “y” 中绝对 值较小的任一者的运算符。
其中，在该示例中，约束长度至少为 5 的 PR 类被采用，这意味着记录密度相当 高。 如前所述，记录密度越高，则诸如 2T 或 3T 之类的短模式的幅度越小。 鉴于此，可 构想这样的相位误差检测方法，通过该方法，如图 11B 中所示包含 2T 的模式的图 11B 的 零交叉部分可以被排除在相位误差检测处理之外，并且可以仅从如图 11A 中所示包含 3T 以上模式的零交叉部分中检测相位误差。 更具体地，可以仅在图 11A 中所示的模式的情 况中使用式 1 来计算相位误差 Δτ，计算的结果被用作相位误差。
然而，实际上，再现信号中出现 2T 的零交叉部分的频率非常高。 如果这样的情 况被排除在相位误差检测处理之外，则相位误差信息被更新的频率将大大降低。
随着相位误差信息的更新频率的降低， PLL 的跟随性能会劣化并且其稳定性会 相应地受损。
相对地，根据该实施例，进行检查以判定以下两种情况中的哪一种生效 ：经历 相位误差检测的再现信号的零交叉部分的模式包含 3T 以上，还是 2T。 判定的结果被用 作在使用式 1 和使用式 4 进行相位误差检测之间切换的基础。
更具体地，如果模式包含 3T 以上 ( 在再现信号的理想值不为 0 的情形中 )，则 相位误差使用上式 1 来计算。 如果模式包含 2T( 在再现信号的理想值为 0 的情形中 )， 则相位误差使用上式 4 来计算。
在一般情况下，可以想到通过使用来自下游维特比译码器 11 的译码结果 ( 即， 比特检测的结果 ) 的模式匹配处理来进行以上情况的判定。 更具体地，如图 11A 中所示 地出现零交叉的数据模式和如图 11B 中所示地发生零交叉的数据模式都全部被预先获得 并且对照从译码结果得出的数据模式进行匹配。
然而，由于获得比特检测的结果需要相当多的时间，相应地将延长 PLL 的延 迟。 结果， PLL 在响应中将产生比较大的延迟。
考虑到以上情形，本发明的该实施例从以下将说明的角度构想到通过检查零交 叉之后的采样值 Ak 与零交叉之前的采样值 Ak-1 之间的幅度差来进行上述判定。
[2-2. 具体的误差检测技术 ]
图 3 是 PR(1，2，2，2，1) 的状态转变图。 参考图 3，其披露了 ：在 PR(1， 2，2，2，1) 的情况中，随着 2T 信号被连续获得，出现信号的输出幅度 ( 采样值 ) 连续为 0，并且披露了 ：当不包含 2T 信号时，发生零交叉，但是输出幅度不为 0。
以下是从再现信号的理想值为 0 还是不为 0 的角度出发对 PR(1，2，2，2，1) 的 状态转变进行仔细检查时可能达到的三种代表性情况 ：
- 情况 1 ＝ ST0000-ST0000-ST0001-ST0011-ST0111
- 情况 2 ＝ ST0000-ST0000-ST0001-ST0011-ST0110-ST1100-ST1000
- 情况 3 ＝ ST0000-ST0000-ST0001-ST0011-ST0110-ST1100-ST1001-ST0011-S T0111
-- 情况 1-
以上的情况 1(ST0000-ST0000-ST0001-ST0011-ST0111) 是再现信号的理想值不 为 0 的代表性情况。 在情况 1 中，再现信号的理想值的转变是 {-8， -6， -2，2}。
图 4 是说明与情况 1 相对应的相位误差检测技术的图示。
在图 4 中，如在图 11B 中一样，关于 PLL 的相位状态分别示出三种状态 ( 即， 理想的，超前的和延迟的 ) 中的再现信号。 更具体地，图 4 中的实线代表相位为理想状 态的再现信号 ；点划线表示具有超前相位的再现信号 ；并且虚线表示具有延迟相位的再 现信号。
和以上图 11B 一样，图 4 以使得所涉及的采样值被布置在理想、超前和延迟状态 这三种相位状态的各种状态中的方式图示出相位在这三种状态中的再现信号的波形。 零 交叉前后的采样值分别被表示为 An-1 和 An。
显然，在再现信号的理想值不为 0 的情况 1 中，相位误差的值使用以上式 1 被正 确地计算出。
在情况 1 中，值得注意的是值 “df-1”，其是零交叉之后的采样值 Ak( 图 4 中的 An) 与零交叉之前的采样值 Ak-1( 图 4 中的 An-1) 之间的水平差。
在 PR(1，2，2，2，1) 被采用并且如在情况 1 中一样再现信号的理想值不为 0( 即，在零交叉部分中包含 3T 以上的信号 ) 的情形中，检验所包含的模式披露 ：表示 零交叉之后的采样值 Ak 与零交叉之前的采样值 Ak-1 之间的水平差的值 “df-1” 总是 4 以 上。
鉴于以上所讨论的，该实施例构想到 ：如果零交叉之后的采样值 Ak 与零交叉之 前的采样值 Ak-1 之间的差 “df-1” 的绝对值 (|Ak-Ak-1|) 被认为是 4 以上，则使用式 1 来 检测相位误差。 即，即使在再现信号的理想值不为 0 的情况中，也可以基于式 1 来恰当 地检测相位误差。
应当注意，4 以上的值 “df-1” 是理想值，并且在假定叠加了噪声的再现信号被 实际输入时预期会具有不同的值。
因此在实践中，对照其判定再现信号的理想值为 0 还是不为 0 的阈值 D 不是针对 准确的值 “4” 来设置的，而是针对考虑了叠加的噪声和其它因素的略微不同的值来设置 的。 例如，阈值 D 可以是 3.8，一个比 4 略小的值。
从以上说明可以理解，如以上情况 1 中那样判定再现信号的理想值是否为 0 是使 用下式做出的 ：
D ＜ |Ak-Ak-1|
-- 情况 2-接 下 来， 说 明 情 况 2(ST0000-ST0000-ST0001-ST0011-ST0110-ST1100-ST1000)。 图 5 是说明与情况 2 相对应的相位误差检测技术的图示。
在图 5 中，与图 4 中一样，关于 PLL 的相位状态分别示出三种状态 ( 即，理想 的，超前的和延迟的 ) 中的再生信号。
和以上图 11B 一样，图 5 以使得所涉及的采样值被布置在理想、超前和延迟状态 这三种相位状态的各种状态中的方式图示出相位在这三种状态中的再现信号的波形。 如 图 11B 中所示，与理想状态中的再现信号的零交叉点一致的采样值被视为参考采样点， 表示为 An。 参考采样点 An 紧前和紧后的采样点分别表示为 An-1 和 An+1。
在 情 况 2 中， NRZI 数 据 序 列 是 “011000”， 并 且 再 现 信 号 的 理 想 值 按 照 {-8， -6， -2，0，0， -2} 转变。
在如图 5 中所示再现信号的理想值为 0 的情况中，相位误差的值可以使用以上式 4 来获得。
这里，参考图 5 中的采样值 An、 An-1 和 An+1 的值将理解，零交叉之后的采样值 Ak 与零交叉之前的采样值 Ak-1 之间的差的绝对值 (|Ak-Ak-1|) 是 2 或更小。 这适用于在 PR(1，2，2，2，1) 的情况下再现信号的理想值为 0 的所有模式。
此时，以上情况 1 中的判定可以通过进行检查来看值 |Ak-Ak-1| 是否大于前述阈值 D 来进行。 在该情况也适用于如上所述的情况 2 的情形中，值 |Ak-Ak-1| 是 2 或更小，比 阈值 D 小。
从以上描述可理解，再现信号的理想值不为 0 的情况 1 与再现信号的理想值为 0 的情况 2 之间的区别可以使用下式进行 ：
|Ak-Ak-1|≥D...[ 式 6]
其中， D 代表阈值。 即，如果以上式 6 的条件满足，则再现信号的理想值被判 定为 0 ；如果式 6 的条件未被满足，则再现信号的理想值被判定为不为 0。
然而，令人担忧的是 ：在图 5 的情况 2 中，延迟相位状态中零交叉之前的采样值 ( 图中的值 An) 与零交叉之后的采样值 ( 图中的 An+1) 之间的差的绝对值很小。
使用上式 4 来检测相位误差是用于判定零交叉前后的两个值中哪一个是错误的 技术。 理想地，零交叉前后的两个采样值中一个采样值 ( 绝对项 ) 应当比另一采样值 ( 绝对项 ) 大得多。 如果这两个采样值之间绝对项的差不够大，则实际输入的叠加了噪 声的再现信号会触发对这两个值之间的差的错误判定，这将导致计算出错误的相位误差 Δτ。
根据该实施例，如果在情况 2 中发生相位延迟，则通过利用附加条件补充式 6 的 条件来避免使用式 4 的不恰当的相位误差检测。
具体地，绝对值 |Ak-Ak-1| 进一步与更低的阈值 B 进行比较，如下式 7 中所示 ：
B≤|Ak-Ak-1|...[ 式 7]
使用以上式 7 使得即使在利用上式 6 的情况中再现信号的理想值为 0 时，仍然可 以消除不恰当的相位误差检测的情形。
说明性地，可以如图 6 中所示那样来确立上式 7 中所示的更低的阈值 B。
图 6 图示出在图 5 中示出的情况 2 中的再现信号的波形，其上散布使用没有相位
误差的理想再现时钟 CLK 获得的采样点 ( 用小的实心圆圈表示 )。 图 6 还示出在关于理 想再现时钟 CLK 出现了半时钟 (half-clock) 误差的情形中零交叉前后的采样点 ( 用小的空 心圆圈表示 )。
如图 6 中所示，阈值 B 可以视为涉及相对于再现时钟 CLK 的半时钟误差的零交 叉前后的两个采样值之间的差的绝对值 ( 在图中用粗直线表示 )。 换言之，阈值 B 是出 现半时钟相位误差的情形中的绝对值 |Ak-Ak-1|。
参考图 7 将理解，当相位相对于理想状态超前时，值 |Ak-Ak-1| 总是大于阈值 B。
相反，从图 8 中可见，在相位延迟的情形中，值 |Ak-Ak-1| 总是小于阈值 B。
从以上说明中将理解，参考图 6 来确立上述阈值 B 使得可以基于使用式 7 的判定 来消除不应经历相位误差检测处理的相位延迟状态。
即，在再现信号的理想值不为 0 的情况 2 中，不期望准许相位误差的精确检测的 零交叉部分被从相位误差检测处理消除。 这提供了更准确的相位误差检测。
之前的段落仅提及零交叉方向从负到正 ( 上升方向 ) 的情形。 显然，相位误差 也在下降方向 ( 从正到负 ) 的零交叉部分中被检测。
在以上说明的图 5 中，对于所示出的下降方向的零交叉部分，零交叉之后的采 样值 Ak 与零交叉之前的采样值 Ak-1 之间的差的绝对值 (|Ak-Ak-1|) 在下降方向上也是 2 或 更小。 从这里可以了解，以上式 6 也可以在下降方向中用来判定在哪儿执行基于式 4 的 相位误差检测。
这里应当注意，在下降方向中，需要从相位误差检测处理排除的不是相位延迟 状态而是相位超前状态。 参考图 5，其披露了 ：相位延迟状态的波形与相位超前状态的 波形之间的位置关系在下降方向和上升方向上之间反转。 这意味着，在下降方向中，应 当从相位误差检测中排除的不是相位延迟状态而是相位超前状态。
上述波形反转在下降方向和上升方向之间对称发生。 当以上式 7 的条件被用于 判定时，下降方向上的相位超前状态可以从相位误差检测的处理中被适当地排除。
从以上说明将理解，再现信号的理想值是否为 0 的判定通过进行检查来看式 6 所 指示的条件 |Ak-Ak-1|≥D 是否被满足来进行。
这里，根据该实施例，即使 |Ak-Ak-1|≥D 的条件满足并且即使再现信号的理想值 为 0，还是要执行另一检查来看式 7 给出的条件 B≤|Ak-Ak-1| 是否被满足。 这使得可以排 除由于 |Ak-Ak-1| 的值非常小而被认为不适合相位误差检测处理的零交叉部分。
即，以上判定是通过连续地执行基于式 6 和式 7 的检查来进行的。 首先进行检 查来看式 6 的条件 |Ak-Ak-1|≥D 是否被满足。 如果该检查的结果是否定的 ( 即，如果发现 再现信号的理想值不为 0)，则使用式 1 来计算相位误差。
如果使用式 6 判定条件 |Ak-Ak-1|≥D 满足 ( 即，如果发现再现信号的理想值为 0) 并且如果使用式 7 判定条件 B≤|Ak-Ak-1| 满足，则使用式 4 来计算相位误差。 如果式 7 的 条件 B≤|Ak-Ak-1| 被判定为不满足，则没有相位误差被输出。
-- 情况 3-
以下，说明情况 3(ST0000-ST0000-ST0001-ST0011-ST0110-ST1100-ST1001-S T0011-ST0111)。
图 9 是说明与情况 3 相对应的相位误差检测技术的图示。在图 9 中，如在图 4 中一样，关于 PLL 的相位状态分别示出三种状态 ( 即，理 想的，超前的和延迟的 ) 中的再现信号和以上图 5 一样，图 9 以使得所涉及的采样值被布 置在理想、超前和延迟状态这三种相位状态的各种状态中的方式图示出相位在这三种状 态中的再现信号的波形。 如图 5 中所示，图 9 中与理想状态中的再现信号的零交叉点一 致的采样值被视为参考采样点，表示为 An。 参考采样点 An 紧前和紧后的采样点分别表 示为 An-1 和 An+1。 另外，在图 9 中，采样点 An+1 紧后的采样点表示为 An+2，并且采样点 An+2 紧后的采样点表示为 An+3。
在情况 3 中， NRZI 数据序列是 “01100111”，并且再现信号的理想值按照 {-8， -6， -2，0，0，0，0， -2} 转变。
在情况 3 中，再现信号的理想值为 0。 之后，情况 3 中的相位误差应当使用上式 4 来计算。 然而，将图 9 与图 5 相比较可见，在上升方向 ( 相对于点 An) 和下降方向 ( 相 对于点 An+3) 两者上，零交叉部分的波形与图 5 的情况 2 中的那些相同。 关于这些零交 叉部分，再现信号的理想值为 0 与该值不为 0 之间的区别至少使用以上式 6 来这样进行。 以下，相位误差使用式 4 来计算。
此外，上升和下降两个方向上零交叉部分的理想、超前和延迟波形之间的关系 与图 5 中的那些相同。 在该情况中，使用式 6 和 7 执行的判定也使得可以恰当地消除上 升方向中零交叉部分的相位延迟状态和下降方向中零交叉部分的相位超前状态。 情况 3 的特点在于再现信号的理想值按照 {0，0，0，0} 转移 ( 即，图 9 中的部 分 An 到 An+3)。
从图 9 中可见，在再现信号的理想值连续为 0 的情形中，值 |Ak-Ak-1| 非常小。 因 此，当假定叠加了噪声的再现信号被实际输入时，很难对该部分执行恰当的相位误差检 测处理。
然而，在该情况中，更低的阈值 B 被确立以在式 7 中使用。 然后，该式用来将 0 连续出现的部分从相位误差检测处理中排除。
从以上说明中将理解，该实施例包括 ：判定式 6 的条件 |Ak-Ak-1|≥D 是否被满 足，以在再现信号的理想值不为 0 和该值为 0 之间进行区别。 更具体地，如果发现以上式 6 的条件未被满足，则再现信号的理想值被判定为不为 0 ；如果发现式 6 的条件被满足， 则再现信号的理想值被判定为是 0。
根据该实施例，以上判定不仅通过验证式 6 的条件还通过确定其中确立了阈值 B 的式 7 的条件来执行。 因此，该实施例使得即使在再现信号的理想值被使用上式 6 判定 为 0 的情形中仍然能够排除被认为不适合相位误差检测处理的那些部分。 这提供了比以 前更准确的相位误差检测。
考虑上述描述，以下是该实施例的相位误差技术的概述。
本发明技术包括 ：首先使用零交叉之后的采样值 Ak 和零交叉之前的采样值 Ak-1 来执行基于式 6 和 7 的判定。
如果式 6 的条件 |Ak-Ak-1|≥D 被判定为未被满足 ( 即，如果发现再现信号的理想值 不为 0)，则通过使用式 1 来计算相位误差。
如果式 6 的条件 |Ak-Ak-1|≥D 被判定为被满足 ( 即，如果发现再现信号的理想值为 0)，则进一步执行基于式 7 的判定。 如果式 7 的条件 B≤|Ak-Ak-1| 被判定为被满足，则使
用式 4 来计算相位误差。 如果式 7 的条件 B≤|Ak-Ak-1| 未被判定为满足，则不输出相位误 差。
根据上述技术，在例如 PR(1，2，2，2，1) 被采用的情形中，可以恰当地处理 再现信号的理想值不为 0 与理想值为 0 同时出现的情形。 如果发现再现信号的理想值不 为 0，则使用式 1 来适当地计算相位误差，或者如果发现再现信号的理想值为 0，则使用 式 4 来适当地计算相位误差。
附加地执行基于式 7 的判定使得可以排除再现信号的理想值不为 0 的不恰当的零 交叉部分。 这提供比之前更准确的相位误差检测。
<3. 相位误差检测电路的内部结构 >
以下是用于实现该实施例的相位误差检测技术的具体结构的说明。
图 10 示出图 2 中示出的并且体现本发明的相位误差检测电路 20 的内部结构。
如图 10 中所示，相位误差检测电路 20 包括零交叉检测电路 25、选择器 26、第 一相位误差计算电路 27、第二相位误差计算电路 28、乘法器 29 和 30、梯度 (gradient) 极性判定电路 31、乘法器 32 和 33、第一增益电路 34、第二增益电路 35、水平计算电路 36、第一情况判定电路 37 和第二情况判定电路 38。
如图所示，来自图 1( 和图 2) 中示出的 A/D 转换器 8 的再现信号 sA-smp 被发送 给零交叉检测电路 25、第一相位误差计算电路 27、第二相位误差计算电路 28、梯度极性 判定电路 31 和水平计算电路 36。
零交叉检测电路 25 基于上述再现信号 sA-smp 的极性来检测零交叉部分。 具体 地，再现信号 sA-smp 的当前输入值的极性被与紧前的输入值的极性相比较。 然后，极性 改变的定时被检测出来以确定零交叉部分。
由零交叉检测电路 25 输出的零交叉检测信号被馈送给选择器 26。
使用以上式 1 和 4 的相位误差计算针对零交叉前后的采样值被执行。 如稍后所 述，只有零交叉检测信号指出了零交叉部分，选择器 26 才输出相位误差信息 Dp。 这防 止在零交叉部分之外计算出的 ( 不正确的 ) 相位误差值被输出。
值 “0” 被输出作为在零交叉部分之外生效的相位误差信息 Dp 的值。
第一相位误差计算电路 27 计算再现信号 sA-smp 的当前采样值 (Ak 对应于零交 叉部分 ) 与紧前采样值 (Ak-1 对应于零交叉部分 ) 的和。 即，式 1 中 “Ak-1+Ak” 的计算 被执行。
由第一相位误差计算电路 27 计算出的值被馈送给乘法器 29。
第二相位误差计算电路 28 有选择地输出再现信号 sA-smp 的当前采样值 (Ak 对 应于零交叉部分 ) 和紧前采样值 (Ak-1 对应于零交叉部分 ) 这两个值中较小的那个值。 这 等同于执行式 4 中 “min(Ak， Ak-1)” 的计算。
由第二相位误差计算电路 28 计算出的值被发送给乘法器 30。
梯度极性判定电路 31 向乘法器 29 和 30 中的每一个提供与零交叉的方向相对应 的加 (+) 或减 (-) 的符号。 更具体地，梯度极性判定电路 31 基于再现信号 sA-smp 的当 前采样值的极性和紧前采样值的极性来检测零交叉方向 ( 即，梯度极性 )。 根据这样检 测到的极性信息，梯度极性判定电路 31 向乘法器 29 和 30 中的每一个给出系数 “+1” 或 “-1”。由梯度极性判定电路 31 给与乘法器 29 和 30 符号使得相位超前或相位延迟的方 向被正确地表示。 这里重申，给与符号对应于上式 1 和 4 中乘以 “sign”。
由第一相位误差计算电路 27 经由乘法器 29 计算出的值被馈送给乘法器 32。 由 第二相位误差计算电路 28 通过乘法器 30 计算出的值被发送给乘法器 33。
乘法器 32 被提供来自第一增益电路 34 的第一增益，并且乘法器 33 被馈送来自 第二增益电路 35 的第二增益。
对第一相位误差计算电路 27 和第二相位误差计算电路 28 的计算值给出不同的增 益 ( 第一和第二 ) 的理由是需要处理这样的事实 ：在如图 4 中所示再现信号的理想值不为 0 的情况和在如图 5 中所示再现信号的理想值为 0 的情况之间，零交叉部分中的梯度的幅 度是不同的。 由于零交叉部分的梯度的幅度在以上两种情况中不同，所以使用式 1 和 4 计算出的值被未做修改地使用可能发生前述相位误差参考的偏差。
这样的相位误差参考的偏差通过对第一相位误差计算电路 27 的计算值和第二相 位误差计算电路 28 的计算值分别提供第一和第二增益来校正。 例如，如果假定第一增益 是正常提供的增益，则第二增益可以被设置为与第一增益不同 ( 更具体地，大于第一增 益 ) 的增益，以校正以上相位误差参考的偏差。
第一和第二增益值需要以如下的方式来确立，即，使得来自第一相位误差计算 电路 27 的计算值和来自第二相位误差计算电路 28 的相同计算值将表示相同相位误差。
通过乘法器 32 被提供了第一增益的第一相位误差计算电路 27 的计算值被发送给 选择器 26。
经由乘法器 33 被馈送了第二增益的第二相位误差计算电路 28 的计算值也被发送 给选择器 26。
选择器 26 用作基于式 6 和 7 有选择地输出相位误差计算值的块。 水平计算电路 36、第一情况判定电路 37 和第二情况判定电路 38 被提供作为影响相位误差的计算值的选 择控制的块。
水平计算电路 36 计算再现信号 sA-smp 的当前采样值与其紧前采样值之间的绝 对项差。 即，水平计算电路 36 执行有关零交叉部分的 |Ak-Ak-1| 的计算。
第一情况判定电路 37 进行检查来判定由水平计算电路 36 计算出的值 |Ak-Ak-1| 是 否等于或小于预定阈值 D。 即，进行检查来判定在零交叉部分中条件 |Ak-Ak-1|≤D 是否满 足。 由第一情况判定电路 37 进行的判定的结果被发送给选择器 26 作为第一判定结果信 号。
第二情况判定电路 38 进行检查来判定由水平计算电路 36 计算出的值 |Ak-Ak-1| 是 否等于或大于预定阈值 B。 即，进行检查来判定在零交叉部分中条件 B≤|Ak-Ak-1| 是否被 满足。 由第二情况判定电路 38 执行的判定的结果被发送给选择器 26 作为第二判定结果 信号。
基于前述第一和第二判定结果信号以及来自以上零交叉检测电路 25 的零交叉检 测信号，选择器 26 有选择地输出从乘法器 32 输入的第一相位误差计算电路 27 的计算 值，或者从乘法器 33 输入的第二相位误差计算电路 28 的计算值。
更具体地，如果零交叉检测信号指出零交叉部分并且如果第一判定结果信号指 示条件 |Ak-Ak-1|≤D 未被满足，则选择器 26 输出第一相位误差计算电路 27 的计算值作为相位误差信息 Dp。
如果零交叉检测信号指出零交叉部分，如果第一判定结果信号指示 |Ak-Ak-1|≤D 被满足，并且如果第二判定结果信号指示条件 B≤|Ak-Ak-1| 被满足，则选择器 26 输出第二 相位误差计算电路 28 的计算值作为相位误差信息 Dp。
如果零交叉检测信号没有指出零交叉部分 ；或者如果零交叉检测信号指出零交 叉部分并且如果第二判定结果信号指示条件 B≤|Ak-Ak-1| 未被满足，则选择器 26 不输出任 何有效信息作为相位误差信息 Dp。 具体地，选择器 26 可以输出值 “0” 作为相位误差 信息 Dp。
<4. 通过该实施例执行的相位误差检测的效果 >
根据本发明的该实施例，从以上说明将理解，可以恰当地处理这两种共存的情 况 ：再现信号的理想值不为 0 的情况，和再现信号的理想值为 0 的情况。 在再现信号的 理想值不为 0 的情形中，相位误差使用式 1 来计算 ；在再现信号的理想值为 0 的情形中， 相位误差通过使用式 4 来计算。
即，能够恰当地获得不仅有关包含 3T 以上的模式的零交叉部分而且还有关包含 2T 的模式的零交叉部分的相位误差信息。 结果，本发明技术比获得仅有关包含 3T 或更 多的模式的零交叉部分的相位误差信息的普通技术准许更高频率的相位误差信息更新。
利用这样增强的相位误差信息的更新频率，可以使得 PLL 比以前更稳定。
根据该实施例，在包含 3T 以上的零交叉部分与包含 2T 的零交叉部分之间的区别 通过判定绝对值 |Ak-Ak-1| 是否等于或小于预定阈值 D 来进行。 与通过比特检测结果的模 式匹配执行判定的传统技术相比较，本发明技术实际上消除了 PLL 的响应延迟。 在这一 方面， PLL 的稳定性也被增强。
如上所述，该实施例还包括使用更低的阈值 B 来执行基于式 7 的判定。 这使得 如果发现包含 2T 的零交叉部分不恰当，则能够将该部分排除出相位误差检测的范围。 结 果，使得该相位误差检测处理比以前更准确。
根据该实施例，使用式 1 计算出的相位误差值和基于式 4 计算出的相位误差值被 给与不同的增益，这些不同的增益反映再现信号的理想值不为 0 的零交叉部分的梯度与 再现信号的理想值为 0 的零交叉部分的梯度之间的幅度差。 该布置使得能够校正可能由 于前述梯度之间的幅度差而发生在从式 1 计算出的结果与从式 4 计算出的结果之间的相位 误差参考的偏差。 这还使得相位误差检测处理比以前更准确。
<5. 变形例 >
尽管以上已经说明了本发明的一个实施例，但是这不是本发明的限制。 例如， 尽管在前述描述中示出 PR(1，2，2，2，1) 被用作 PR 类，但是本发明特别适用于采用约 束长度为 5 以上并且 a ∶ b ＝ 1 ∶ 2 的 PR 类的情形。
尽管该实施例被示出为在 PR(1，2，2，2，1) 被采用时将阈值 D 设置为 “4”， 但是，实践中阈值 D 应被设置为与实际采用的 PR 类相对应的值。 从前述描述中可理解， 在再现信号的理想值不为 0 的情形中，阈值 D 仅需要参考表示零交叉之后的采样值 Ak 与 零交叉之前的采样值 Ak-1 之间的差的理想绝对值 |Ak-Ak-1| 来设置。 该布置也可以应用于 采用任意其它 PR 类的情形。
在以上描述中，示出阈值 B 被设置为在半时钟相位误差发生时生效的 |Ak-Ak-1|。然而，该绝对值不是阈值 B 的限制 ；而是，该阈值可以被设置为任意其它合适的值。
阈值 B 仅需要被设置成可以排除以下情况的值 ：如在情况 2 中一样 Ak 和 Ak-1 的 差的绝对值很小的情形，或如在情况 3 中一样再现信号的波形在 “0” 附近转变的情形。 只要至少条件 B ＜ D 被满足，希望的值就可以被设置为阈值 B。
在之前的描述中，示出 PLL 电路是在通过 LPF 对相位误差信息 Dp 积分的结果在 被输入 VCO 之前将其从数字转换为模拟的电路。 可替换地，基于所谓的 ITR(interpolated timing recovery ；插值定时恢复 ) 方案构建的电路可以用作 PLL 电路。 在该情况中，也可 以采用与以上讨论的那些技术相同的相位误差检测技术，并且这些技术提供与以上所述 那些等同的结果。
以上参考图 10 描述的相位误差检测电路的结构仅仅是本发明的示例而非限制。 根据该实施例，用于实现相位误差检测的结构仅需要包括 ：至少基于表达式 1 和 4 来计算 两个相位误差值，以及根据关于 |Ak-Ak-1| 的计算的水平检查的结果来优选地输出这两个 计算值中的一个。
在以上描述中，维特比译码被示为用于最大似然处理。 可替换地，某些其它的 译码方案也可以用于译码处理。
在以上描述中，本实施例的再现设备被示出为构建为只能够从记录介质再现数 据的仅再生设备。 可替换地，本发明再现设备可以被构建为能够将数据记录到记录介质 并从其再现数据的记录 / 再现设备。
在以上描述中，本实施例的再现设备被示出从光学记录介质中再现数据。 可 替换地，本发明再现设备可以被构建为从诸如硬盘或磁记录介质之类的其它记录介质 ( 即，记录了比特信息的存储介质 ) 中再现数据。
在以上描述中，本实施例的相位误差检测设备被示为应用于结合记录介质使用 的再现设备。 可替换地，本发明相位误差检测设备可以应用于广泛范围的处理经 PR 均衡 的信号的设备，例如，数据通信系统的接收设备和用于接收 TV 广播的广播接收设备。
本 申 请 包 含 与 2009 年 9 月 10 日 于 日 本 专 利 局 提 交 的 日 本 在 先 专 利 申 请 JP 2009-209582 中所公开的主题有关的主题，该申请的全部内容通过引用结合于此。
本领域技术人员应当理解，根据设计要求和其它因素可以进行各种修改、组 合、子组合和更改，只要它们在所附权利要求及其等同物的范围内即可。