一种载波干扰噪声比的测量方法及装置 技术领域 本发明涉及无线通信系统， 特别涉及一种 CINR(Carrier to Interferenceand Noise Ratio， 载波干扰噪声比 ) 的测量方法及装置。
背景技术 LTE(Long Term Evolution， 长期演进 ) 系统是第三代移动通信 (3G) 系统的演 进， 它改进并增强了 3G 系统的空中接入技术， 采用正交频分复用 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing， OFDM) 和 多 输 入 多 输 出 (Multiple Input Multiple Output， MIMO) 作为其无线网络演进的唯一标准。在 20MHz 频谱带宽下能够提供下行 100Mbit/s 与 上行 50Mbit/s 的峰值速率， 改善了小区边缘用户的性能， 提高了小区容量并降低了系统延 迟。
在 LTE 系统中， 每个子载波上都包含两部分功率， 一部分是信号功率， 一部分是干 扰噪声功率， 载波干扰噪声比是一定时间范围内期望用户占用的子载波上的总功率和总干 扰噪声功率的比值， 它是反映信道质量的重要参数， 是自适应码率调制、 功率控制和闭环 MIMO 等的必须统计量。
Uplink
现 有 技 术 提 供 了 一 种 载 波 干 扰 噪 声 比 的 测 量 算 法， 以 LTE PUSCH(Physical Share Channel， 物理上行共享信道 ) 为例， 其具体实施过程如下 ： 设接收机接收到的导频信号为 ： Y ＝ HX+NI (1) 其中 H 为信道冲击响应， X 为发射机发送的导频信号， NI 为干扰噪声。 对于接收机来说 X 是已知的， 除以 X 之后， 公式 (1) 可以变形为 ：其中 NI′＝ NI/X， 由于 X 是归一化的信号， 所以 NI′与 NI 有相同的均值和方差。
对 进行 n 点 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform， 逆离散傅立叶变换 ) 变换到时域为 HT， 信号在低频分量， 而干扰噪声在高频分量， 可以分开计算得到信号功率和 干扰噪声功率， 以此计算得到载波干扰噪声比。
但上述算法应用在多径信道情况下时， 信号和噪声在时域有重叠， 即信号功率泄 漏到噪声域里面， 会导致 CINR 测量不准确。
现有技术中另外一种载波干扰噪声比的测量算法， 也以 LTE PUSCH 为例， 具体实施 过程如下 ：
设接收机接收到的导频信号为 ：
Y ＝ HX+NI
其中 H 为信道冲击响应， X 为发射机发送的导频信号， NI 为干扰噪声。
对于接收机来说 X 是已知的， 除以 X 之后， 上述公式可以变形为 ：
其中 NI′＝ NI′ /X， 由于 X 是归一化的信号， 所以 NI′与 NI 有相同的均值和方4101997621 A CN 101997626说明及书2/8 页差。对 进行分组， 每 3 个一组， 即 总个数。
为一组， 其中 i ＝ 1 ～ n-2， n 为子载波的从公式 (2) 可以得到如下结果 ：假设令把公式 (3)、 (4) 和 (5) 带入公式 (6) 得到下式 ： Qi ＝ 2NI′ i+1-NI′ i-NI′ i+2 (7) 那么每个子载波上的干扰噪声的平均功率为 ：则载波干扰噪声比为 ：但该算法应用在实际载波干扰噪声比很低的情况下时， 实际的干扰噪声会很大， 如果测量到的 PNI 有偏差， 且该偏差比载波功率还大， 则会导致估计所得的信号功率为负 值， 无法正确估计得到 CINR。 此外， 该算法没有对测量得到的载波干扰噪声比进行处理。 但 在实际过程中， 测量得到的载波干扰噪声比由于调度延迟的关系， 不能如实的反映调度时 刻的信道质量。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是， 提供一种载波干扰噪声比的测量方法及装置， 以 解决多径信道和低载波干扰噪声比情况下， 载波干扰噪声比测量的准确度问题。
为解决上述问题， 本发明提供了一种载波干扰噪声比 (CINR) 的测量方法， 包括 ：
接收机通过测量得到当前时刻各子载波的信道测量矩阵其中 n为子载波的总个数 ；
利用公式及分别计算得到当前时刻的子载波总功率 P 及子载波信号功率 Ps， 最后利用 P 及 Ps 的值计算得到当前时刻的 CINR 值。
进一步地， 上述方法还可具有以下特征 ：
利用 P 及 Ps 的值计算得到当前时刻的 CINR 值是指 ： 根据公式计算得到当前时刻的 CINR 值。
进一步地， 上述方法还可包括 ：
在计算得到当前时刻的 CINR 值后， 所述接收机联合本地保存的前 N-1 次计算得到的 CINR 值对本次得到的 CINR 值进行 N 阶前向线性预测， 将经过预测得到的 CINR 值作为本 次测量得到的 CINR 值。
进一步地， 上述方法还可具有以下特征 ：
所述接收机联合本地保存的前 N-1 次计算得到的子载波信号功率对本次计算得 到的当前时刻的子载波信号功率 Ps 进行 N 阶前向线性预测， 得到
所 述 利 用 P 及 Ps 的 值 计 算 得 到 当 前 时 刻 的 CINR 值 是 指 ： 利用公式 计算得到本次测量得到的 CINR 值。本发明还提供了一种测量载波干扰噪声比 (CINR) 的装置， 包括 ： 信道测量模块、 子载波总功率计算模块、 子载波信号功率计算模块及 CINR 值计算模块 ；
所述信道测量模块用于测量当前时刻各子载波的信道测量矩阵 其中 n 为子载波的总个数 ；
所述子载波总功率计算模块用于根据公式利用所述信道测量模块测量得到的各子载波的信道测量矩阵计算得到当前时刻的子载波总功率 P ；
所述子载波信号功率计算模块用于根据公式利用所述信道测量模块测量得到的各子载波的信道测量矩阵计算得到当前时刻的子载波信号功 率 Ps ；
所述 CINR 值计算模块用于利用所述子载波总功率计算模块计算出的 P 值及所述 子载波信号功率计算模块计算出的 Ps 值计算得到当前时刻的 CINR 值。
进一步地， 上述装置还可具有以下特征 ：
所述 CINR 值计算模块用于利用 P 及 Ps 的值计算得到当前时刻的 CINR 值是指 ：
所述 CINR 值计算模块用于根据公式计算得到当前时刻的CINR 值。 进一步地， 上述装置还可包括 ： 存储模块及 N 阶前向线性预测模块 ；
所述存储模块中保存有前 N-1 次计算得到的 CINR 值 ；
所述 CINR 值计算模块还用于将通过本次计算得到的当前时刻的 CINR 值发送到所 述 N 阶前向线性预测模块 ；
所述 N 阶前向线性预测模块用于联合所述存储模块中保存的前 N-1 次计算得到的 CINR 值对所述当前时刻的 CINR 值进行 N 阶前向线性预测， 将经过预测得到的 CINR 值作为 本次测量得到的 CINR 值。
进一步地， 上述装置还可包括 ： 存储模块及 N 阶前向线性预测模块 ；
所述存储模块中保存有前 N-1 次计算得到的子载波信号功率 ；
所述子载波信号功率计算模块还用于将计算得到的当前时刻的子载波信号功率 Ps 发送到所述 N 阶前向线性预测模块 ；
所述 N 阶前向线性预测模块用于联合所述存储模块中保存的前 N-1 次计算得到的
子载波信号功率对所述当前时刻的子载波信号功率 Ps 进行 N 阶前向线性预测， 得到 所述 CINR 值计算模块用于利用所述子载波总功率计算模块计算出的 P 值及所述 子载波信号功率计算模块计算出的 Ps 值计算得到当前时刻的 CINR 值是指 ： 所述 CINR 值计
算模块用于利用公式
计算得到本次测量得到的 CINR 值。本发明可以减少频率选择性衰落和信道时变对信号功率造成的影响， 本发明在低 载波干扰噪声比下， 由于信道响应变化量引入的误差相对于噪声功率很小， 因此可以减少 由于统计意义上带来的对测量载波干扰噪声比造成的影响 ； 同时本发明方案一对载波干扰 噪声比进行前向线性预测、 方案二中对信号功率进行前向线性预测， 避免了由于调度延迟 使得测量的载波干扰噪声无法描述调度时刻的信道质量。因此， 采用本发明可克服下面三 个方面的技术问题 ：
克服了在频率选择性衰落和信道时变情况下造成载波干扰噪声比测量不准确的 技术问题 ；
克服了在低载波干扰噪声比下的测量不准确的技术问题 ；
克服了由于调度延迟带来的测量的载波干扰噪声比无法描述调度时刻的信道质 量的技术问题。 附图说明
图 1 为本发明实施例中测量 CINR 的方法流程图 ； 图 2 为本发明实施例中测量 CINR 的另一种方法流程图 ； 图 3 为本发明实施例中子载波信号功率计算流程图 ； 图 4 为本发明实施例中子载波总功率计算流程图 ； 图 5 为本发明实施例中对 CINR 值进行 N 阶前向线性预测的流程图。具体实施方式
下面将结合附图及实施例对本发明的技术方案进行更详细的说明。
本发明的基本构思是 ： 接收机通过测量得到当前时刻各子载波的信道测 量矩阵 其中 n 为子载波的总个数 ； 然 后， 利用公式 及分别计算得到当前时刻的子载波总功率 P 及子载波信号功率 Ps， 最后利用 P 及 Ps 的值计算得到当前时刻的 CINR 值。
其 中， 利 用 P 及 Ps 的 值 计 算 得 到 当 前 时 刻 的 CINR 值 是 指 ： 利用公式 计算得到当前时刻的 CINR 值。此时， 还可以联合本地保存的前 N-1 次 计算得到的 CINR 值对本次得到的 CINR 值进行 N 阶前向线性预测， 将经过预测的 CINR 值作 为本次测量得到的 CINR 值， 如图 1 所示。
或者， 还可以联合本地保存的前 N-1 次计算得到的子载波信号功率对本次计算得 则利用 P 及 Ps 的值计算到的当前时刻的子载波信号功率 Ps 进行 N 阶前向线性预测， 得到得到当前时刻的 CINR 值是指 ： 利用公式得到本次测量得到的 CINR 值，如图 2 所示。
设接收机接收到的导频信号为 ：
Y ＝ HX+NI
其中 H 为信道冲击响应， X 为发射机发送的导频信号， NI 为干扰噪声。
对于接收机来说 X 是已知的， 除以 X 之后， 上述公式可以变形为 ：
其中NI′＝ NI′ /X， 由于 X 是归一化的信号， 所以 NI′与 NI 有相同的 为一组， 其中 i ＝ 1 ～均值和方差。对 进行分组， 每 3 个一组， 分组方式有两种， 即： (1) 第 i 个子载波上的信道 测量矩阵 与第 i+1 及第 i+2 个子载波上的信道测量矩阵 n-2， n 为子载波的总个数 ； (2) 第 i 个子载波上的信道测量矩阵 与第 i+1 及第 i+2 个子载 波上的信道测量矩阵 波的总个数。
为一组， 其中 ： i ＝ 3m+1， m ＝ 0 ～ [int(n/3)-1]， n 为子载从公式 (2) 可以得到如下结果 ：根据统计原理和信道模型， 假设和则：(10)令则如图 3 所示， 子载波上的信号功率为 ：则如图 4 所示， 子载波上的总功率为 ：方案一计算载波干扰噪声比 ( 单位 dB) (14)通过上述步骤测得当前时刻 k 的载波干扰噪声比为 CINRk， 然后把 CINRk 通过 N 阶 如图 5 所示， 通过 N 阶前向线性预测器主要是用来预测在调度前向线性预测器得到 时刻可能的 CINR ：
则把来表示最后测量得到的载波干扰噪声比， 其中 wj 的值可通过实际经验和数学关系式得到。
方案二
子载波上的干扰噪声功率为
PNI ＝ P-Ps (16)
通过上述步骤测得当前时刻 k 的信号功率为 Ps， 则把 Ps， k， k 通过 N 阶前向线性预测 器得到
则载波干扰噪声比为 ( 单位 dB) (18)综上所示， 本发明根据在频域靠近的三个子载波信道响应满足等差数列的规律， 消除了在计算对应的子载波上的信号功率过程中， 由于频率选择性衰落和信道时变引起信 道响应变化量引入的误差， 并得到所述子载波上的信号功率， 在提供的技术方案一中， 通过 上述信号功率从而得到更加精确的载波干扰噪声比， 通过前向线性预测， 得到调度时刻的 载波干扰噪声比。 在提供的技术方案二中， 信号功率通过前向线性预测， 得到调度时刻的信 号噪声， 从而得到调度时刻的载波干扰噪声比。
相应地， 测量 CINR 的装置， 包括 ： 信道测量模块、 子载波总功率计算模块、 子载波 信号功率计算模块及 CINR 值计算模块 ；
信道测量模块用于测量当前时刻各子载波的信道测量矩阵其中 n 为子载波的总个数 ；
子载波总功率计算模块用于根据公式利用信道测量模块测量得到的各子载波的信道测量矩阵计算得到当前时刻的子载波总功率 P ；
子载波信号功率计算模块用于根据公式利用信道测量模块测量得到的各子载波的信道测量矩阵计算得到当前时刻的子载波信号功率 Ps ；
CINR 值计算模块用于利用子载波总功率计算模块计算出的 P 值及子载波信号功 率计算模块计算出的 Ps 值计算得到当前时刻的 CINR 值。其中， CINR 值计算模块用于利用 P 及 Ps 的值计算得到当前时刻的 CINR 值是指 ： CINR 值计算模块用于根据公式 计算得到当前时刻的 CINR 值。该装置中还可包括 ： 存储模块及 N 阶前向线性预测模块 ；
存储模块中保存有前 N-1 次计算得到的 CINR 值 ；
CINR 值计算模块还用于将通过本次计算得到的当前时刻的 CINR 值发送到 N 阶前 向线性预测模块 ；
N 阶前向线性预测模块用于联合存储模块中保存的前 N-1 次计算得到的 CINR 值对 当前时刻的 CINR 值进行 N 阶前向线性预测， 将经过预测得到的 CINR 值作为本次测量得到 的 CINR 值。
又或者该装置中还可包括 ： 存储模块及 N 阶前向线性预测模块 ；
存储模块中保存有前 N-1 次计算得到的子载波信号功率 ；
子载波信号功率计算模块还用于将计算得到的当前时刻的子载波信号功率 Ps 发 送到 N 阶前向线性预测模块 ；
N 阶前向线性预测模块用于联合存储模块中保存的前 N-1 次计算得到的子载波信 号功率对当前时刻的子载波信号功率 Ps 进行 N 阶前向线性预测， 得到 CINR 值计算模块用于利用子载波总功率计算模块计算出的 P 值及子载波信号功 率计算模块计算出的 Ps 值计算得到当前时刻的 CINR 值是指 ： CINR 值计算模块用于利用公
式
计算得到本次测量得到的 CINR 值。为了进一步说明本发明， 下面结合实施例进行详细说明。
实施例 1 ：
在 LTE PUSCH 中， 终端设备发送的信号包括导频信号和数据信号， 其结构如图 5 所 示。取出导频信号 Y， 其值下式所示
Y ＝ HX+NI
步骤 1 ： 由于终端发送的导频信号是已知的， 对上式左右两边乘以 X 的共轭， 由于 发送的导频信号是模值为 1 的， 因此上式等于 ：
步骤 2 ： 在 PUSCH 中， 子载波的个数是 12 的倍数， 对 每 3 个子载波为一组， 即为 和 i 为每组的第一个子载波的序号 ； 计算出 PS， 对 PS 进行求模运算之后除
步骤 3 ： 按照公式以 2， 得到子载波上信号功率 Ps ； 步骤 4 ： 按照公式 (13) 计算得到子载波总功率 P ；
步骤 5 ： 按照公式 (14) 计算得到当前时刻的载波干扰噪声比 ；
步骤 6 ： 这里前向线性预测的阶数 N 为 4， 则
[w0， w1， w2， w3] ＝ [-2， 6， -2， -1]
通过上面 5 个步骤， 假设在时刻为 k 测量得到的 CINRk 为 9dB， 时刻 k-1 测量得到 的 CINRk-1 为 9.5dB， 时刻 k-2 测量得到的 CINRk-2 为 10dB， 时刻 k-3 测量得到的 CINRk-3 为
10101997621 A CN 101997626说明为：书8/8 页10.5dB， 则当前时刻 k 的最后输出的
实施例 2 ：
在 LTE PUSCH 中， 终端设备发送的信号包括导频信号和数据信号， 其结构如图 5 所 示。取出导频信号 Y， 其值下式所示 ：
Y ＝ HX+NI
步骤 1 ： 由于终端发送的导频信号是已知的， 对上式左右两边乘以 X 的共轭， 由于 发送的导频信号是模值为 1 的， 因此上式等于 ：
步骤 2 ： 在 PUSCH 中， 子载波的个数是 12 的倍数， 对 每 3 个子载波为一组， 即为 和 i 为每组的第一个子载波的序号 ； 计算出 PS， 对 PS 进行求模运算之后除
步骤 3 ： 按照公式以 2， 得到子载波上信号功率 Ps ； 步骤 4 ： 按照公式 (13) 计算得到子载波总功率 P ；
步骤 5 ： 按照公式 (16) 计算得到干扰噪声功率 PNI ；
步骤 6 ： 这里前向线性预测的阶数 N 为 4， 则
[w0， w1， w2， w3] ＝ [-2， 6， -2， -1]
在上面步骤 3， 假设在时刻为 k 测量得到的 Ps， 时刻 k-1 测量得到的 Ps， k 为 2.7， k-1 为 2.3， 时刻 k-2 测量得到的 Ps， 时刻 k-3 测量得到的 Ps， 步骤 5， 在时刻 k-2 为 1.5， k-1 为 1.2，
则当前时刻 k 的 为 k 测量得到的 PNI， k 为 0.2，
为：则当前时刻的当然， 本发明还可有其他多种实施例， 在不背离本发明精神及其实质的情况下， 熟 悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形， 但这些相应的改变和变 形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。