本发明涉及探测测位电容型传感器信号的方法和线路。具体来说，涉及改进向传输电极提供传输信号的方法及改进处理相应接收的信号的方法。 测位电容型传感器是公知的。这些传感器是那种传输电极组和接收电极组分别放置于彼此之间有一相对位移的第一标尺和第二标尺上，而该两组电极组是彼此电容性地耦合，而两标尺之间的相对位移的距离是通过测定两组电极组之间的电容值的变化而测定的。这种类型的传感器应用范围广泛，例如在三维空间测量器件中在各轴上用于测位的仪器或用作微小长度尺寸的测量器件如卡规或测微计。
通常，为了探测两组电极之间的电容值的变化，对传输电极组提供一多个不同相位的交流信号。由于从接收电极在此时获得的接收信号的值按照该两组电极组的电容值地变化而变化，故可能从电性方面发现前述的电容值。
通过应用这种类型的利用静电电容量的传统的长度测量器件可获得多种益处。例如可在无须利用接触而对两个标尺之间进行电的信号探测。这种器件有高的耐用性。此外，长度测量器件的测量灵敏度可通过分割所获得的接收信号而加以改进。
尽管如此，以往通常应用于探测前述电容值的方法是一种其中特定相位组合的信号是被提供给传输电极的，并将在此时对获得的接收信号进行处理。相位方法是前述信号处理方法的一公知实例。
在以往的相位方法中，与提供到传输电极组的相位组合比较，在接收边发生与两组电极组的静电电容量相对应的相位变化。为求出这些相位变化，须找出被接收信号中的零交叉点，两个标尺间的相对位移距离是按照被接收信号中的零交叉点的位置而确定的。
因此，在以往的方法中存在着如下的一些问题。向传输电极组提供一单一的组合信号组就已足够。在另一方面，在接收边接收的信号须经一预先确定的滤波效应。这种滤波效应将导致信号的精确性受到损坏，同时需要一个相当可观的信号稳定时间以便处理接收的信号。其结果，在取得测量值之前是需要一个加长的等待时间。
本发明是在考虑前述已往的任务而做出的，其目的在于提供具有良好测量精确度的、及在测量中能以高速度进行处理并只有很短的等待时间的改进的信号探测线路。
与已往的方法其中只提供以一组传输相位组合不同，为了实现前述目的，在本发明中传输是由两组有不同，相位差的相位组合执行的，而所需的相对位移距离是通过处理在此时获得的两组接收信号。
因此，在探测线路边，有可能通过两组接收信号增加确定相对位移距离所需的数据的数量。具体地说，由于传输的相位组合在传输边是变化的，理论上在接收边是获得不同接收信号的特定组合。通过运算处理这两组接收信号，有可能不用经过如以往的方法中必须经过的需要一稳定时间的滤波器而极为轻易地获得质量良好的接收信号。这可使快速的、无延迟的处理成为可能。
在本发明中最好通过第一组接收信号对前述两组接收信号在一预定时间内进行正积分，接着通过第二组接收信号对这些积分值进行反转积分。有可能从反转积分时间直至达到通常为零的一预定值时获得相对位移距离。
在本发明中，最好前述两组传输相位组合具有90度的电性相位差。如果是这样，可通过计算简单的三角函数就可迅速地并轻易地找出相对位移距离的值。
在本发明中，在保持测量的精确度的情况下，为了增加长度测量的范围，须配备以多个带有具相位差的相位组合的传输信号对，而两组传输信号是指派到各个前述待测长度范围。所需的相对位移距离可通过一个接着其它地试用具不同相位组合的传输对而求出来。
当应用本发明时，首先将第一组具有特定相位组合的传输信号，例如将八个相互具有45度相位差的传输信号提供到各自分割成八个块体的传输电极。
在此传输状态下获得的第一组接收信号包含关于前述在传输边的相位组合和两组电极组间的静电电容量的值的数据。这些信号被存入存储器中。
前述第一组接收信号可例如将它们作为数字值那样简单地存储它们而加以存储起来，或可将它们通过利用一积分器在一预定时间内进行正积分后而作为模拟值加以存储起来。
将前述第一组接收信号存储后，接着提供到传输电极的相位组合被转换成具有一不同于前述第一组特定相位组合的预定相位差的第二组相位组合。为了简化三角函数的计算，最好将这两组传输信号中电性的相位差调定在例如90度角的差值。
第二组接收信号是作为这第二传输的结果而获得的，且这第二组接收信号也用相同的方法被存入存储器中。前述存储器可为数字式或模拟式存储器。例如，当应用模拟式存储器时，在前述第一传输过程中利用正积分获得的模拟积分值也可通过第二组接收信号进行反转积分。
一旦第一组和第二组接收信号都按这种方法存入存储器后，就可利用运算单元对它们进行处理以求出所需的相对位移距离。
如上所述，当模拟计算是通过正积分及反转积分进行的，则可求出直至前述反转积分值达到一例如为零的预定值的反转积分时间，则运算单元可从这反转积分时间确定所需要的相对位移距离。
图1 为本发明一测位电容型传感器的信号探测线路的方框线路图。
图2 为说明图1中传输线路的一个实施例的一线路图。
图3 为说明图2中传输信号中相位组合的说明图。
图4 为说明示于图1的测量线路的操作的时序图。
图5 为说明示于图1的测量线路中的测量基本原理的说明图。
图6 为说明两个接收信号以及如何对它们在图1的测量线路中进行正积分和反转积分的说明图。
图7 为说明用图1的测量线路在进行测量时的测量程序的流程图。
图8 为说明用于测位的本发明的电容型传感器的一个适宜的实施例的斜视图。
下面将以附图为基础解释本发明的一个适宜的实施例。
图8示出其中应用本发明的测位电容型传感器的简略构型。
传感器包含一第一标尺10及第二标尺20。第一组传输电极12是在第一标尺10上形成的，它们是由至少八个有规则地一字排列的、彼此绝缘的电极组成的一个组。通常，这些电极是用诸如汽相沉积法在由绝缘材料组成的标尺10上沉积而形成的。
第二标尺20也是由绝缘材料组成的，多个第二接收电极22沿该标尺的纵向有规则地一字地排列在其上。
在图8中，被前述第二接收电极22接收的信号在进一步被传输到第一标尺边之后即被检测。为了信号的这种传输，在前述第二标尺20上提供一组通过耦合电极26而与前述第二接收电极22电性导通的第二传输电极24。此外，在第一标尺10边对应于第二传输电极24的位置上放置第一接收电极14。
前述第一传输电极12和第二接受电极22是彼此间电容性耦合，并在两电极之间产生对应于两个标尺10与12之间的相对位移距离X的静电电容量。
另一方面，如将会明白的那样，前述第二传输电极24和第一接收电极14也是彼此间电容性地耦合起来，而被第二接收电极22接收的信号通过电容性耦合返回到第一接收电极14。
振荡器30的输出从一相位转换器34被提供到前述第一传输电极12上作为各自具有例如45度的电性相位差的相位组合。另一方面，第一接收电极14所获得的接收信号通过测量线路32进行处理。
图1说明前述传感器的传输线路和接收线路的一实施例。
图中传感器是由号数100表示。由前述说明已知，这传感器100具有一第标尺和一第二标尺，该两标尺彼此间有一相对的位移，前述第一标尺上配有第一传输电极，而第二标尺上配有第二传输电极。此两电极彼此间是电容性地耦合起来，而其静电电容量的值按照它们两者的相对位移位置的变化而变化的。
前述传感器100的第一传输电极被提供以多个从传输线路中的用不同相位调制过的交流信号。在本实施例中传输线路包含一振荡器40和一传输相位转换线路42，并能向传输电极提供由控制单元44选择的用各种相位组合调制的交流信号。
图2说明在本实施例中传输线路的一个实例。由具有从振荡器40来的高频信号的八个各自具有45度的传输相位差的调制信号获得的输出被作为一组提供到一多个传输电极12-1至12-8上。
在本实施例中，振荡器40的高频信号为频率在例如约为100至200千赫兹的交流信号。它们都由设置在传输相位转换线路42上的八个异或门进行调制。
转换信号P1至P8是由控制单元44提供到前述传输相位转换线路42上的各异或门。在本实施例中，前述控制信号P的组合是调定在八个不同的相位上，如图3中所示，从第一相位组合到第八相位组合。控制单元44可选择性地确定这些八个相位组合的任意一个。
事实上，前述八个组合将由向传感器100所接收的信号名自给出45度相位差的信号组成的。
在图4中给出说明本实例的工作的一个说明图。其总的工作描述如下，但在这图中所示前述振荡器40的输出f0是一时钟脉冲串，而在图4中所示的传输信号400为第一相位组合（t0-t1）的信号和第三相位组合（t1-）的信号。
让我们用第一相位组合作为一个例子对此进行解释。由图3可清楚看到，当传输相位转换线路42调定在第一相位组合的输出时，P1至P4为0，而P5至P8为1。其结果，传输信号400将为所示信号，其中时钟脉冲为在图4中的400-5至400-8上的输出。
当使用图2中所示的实际的传输相位转换线路42时，该线路将由一异或门组成的。因此，在第一相位组合中的传输信号400-1至400-4将包含着完全为180度相位差异的时钟脉冲，但为使解释更易于理解，用于这些反相信号的时钟脉冲在图4中是作为空白信号而示出的。
同样，第三相位组合可被认为是在接收边上具有与第一相位组合相差90度的相位差的信号。在这情况下，传输信号400-1，400-2，400-7和400-8将输出时钟脉冲，而400-3至400-6将作为空白的时钟脉冲信号（反转信号）提供到各传感器的第一传输电极12。
在各图中没详细地示出，但在图3中所示的其它传输的相位组合中八个传输信号400也以同样的方法组合起来并提供到第一传输电极12上。这使传输线路有可能向传感器100提供随意选择的具有任意的八个不同相位组合的传输信号。
对应于前述传输信号的接收信号是从前述传感器100的接收电极的输出。
作为前置放大器46的输出，它的接收信号电平是由静电电容量决定的，而静电电容量是由传感器100的第一和第二标尺的相对位置所确定的、也就是由它的第一传输电极和它的第二接收电极间的相对位移位置所确定。如在本实施例中所示前置放大器的输出是由同步解调器48进行同步解调的，使得该输出具有用高频信号调制的波形。振荡器40的输出f0是提供到该解调器48用以提供一个供解调所用的基准信号。
同步解调器48的输出402是由传输线路的传输相位和传感器100的传输电极的位置确定的。接收信号402-1和402-2是作为这情形的例子而示于图4中。
图5说明了一种方法，其中相对于在前述传感器100中传输电极和接收电极的相对位移距离X，接收信号V在传输边与各个传输相位组合不同。从中可看到它们按正弦波形变化，如同示于图中按照传输相位组合（从第一相位组合到第八相位组合）或两组电极的相对位移距离X的变化一样。
接收信号V的这些变化的波形是由传感器100中的电极的形状确定的。在本实施例中，第二接收电极的形状已经被选择成例如矩形的，使得正弦波形的变化将对应于当第一传输电极和第二接收电极的相对位置变化时的相对位移距离X。然而，它们的形状也可以这样选择，使得能获得具有诸如三角形波形的其它波形的信号。
在图5中，让我们把注意力只集中在一个传输相位上，例如只集中在第一相位组合上。如在图中粗线所示即为接收信号402，当传感器100中的相对位移距离X发生变化时，该信号将从解调器48中输出。
在图中，当第一相位组合的接收信号V为零时，计时是调定到对应于相对位移距离X1＝0（500）的位置。当从这基准位置两组电极或两个标尺的相对位移距离X变化时，从解调器48接收的解调信号402将按照示于图5中的第一相位组合的正弦波形而变化。
在图5中，当从传输线路的传输相位组合变化时，在相同相对位移距离X下从传感器必定获得不同的接收信号V。例如，在本实施例中所示的标尺位置（500）X2上，当将该传感器100固定在相同位置上而传输相位发生变化时，即可理解，在此时接收的信号V将是在距离X1有一距离X2的线上传输相位组合的预定的电平上的。
意即，当第一相位组合的传输相位被提供到传输电极12时，在相对位移距离X2（位置500）处将获得V1。此后，类似地对于第二传输相位将获得V2，对于第三传输相位将获得V3，而对于第四、第五、第六、第七和第八传输相位则分别获得V4、V5、V6、V7和V8所表示的信号。
因此，可以理解;当使用这种线路时，如果相对位移距离X是固定于传感器100中的第一和第二标尺间的一特定相对测量位置（例如X2）时，所获接收信号V作为选择八个不同传输相位组合的结果可表现为八个不同的值。
此外，可以理解，在使用这线路的情况下，当为相对位移距离X选择一特定的相位组合时，在此时所获得的接收信号V，考虑到接收信号V的梯度，将被限定在接收边的一波长（意即Xm之内）之内，这将形成各个相位组合的最大测量范围。很清楚，在这最大测量范围内，相对位移距离X的变化通过处理接收信号V将是可探测的。换句话说，如果已经有超过这最大测量范围Xm的相对位移，该接收波形又再回到正弦波形时，则将很难把它们之间加以区别。
在本发明中，前述最大测量范围Xm是调定成，使得能包括整个标尺的长度上。
在这线路中，这最大测量范围Xm是分割成数目等于传输相位组合的数目的测量范围，而各个不同传输相位组合的传输信号是指派到各个测量范围。在本实施例中，选择了八个传输相位组合，因此前述最大测量范围Xm也被分割成八个部分，该传输相位组合的位移距离构成各相位组合的测量范围。在图5中，Xq表示第一相位组合的测量范围。它是被指派到具有第一相位组合的传输中去。
这些测量范围是各自设置集中在响应第一相位组合的传输而获得的接收信跨过零点的位置（即图5中所示的第一相位X1＝0的位置）处周围。各个范围是如此设置，使得能达到将整个45度分成两半，即在X＝0的位置的两个边各为22.5度。
因此，该器件是如此形成，使得各个相位组合将获得45度的测量范围，而这八个相位组合将可能测量最大测量范围Xm。
一旦已经从前述理解到，在图5中由Xq所示的测量范围内的位置是利用第一相位组合测量的，也同样会理解到，其它的相位也可按相同的方式来测量其它范围。在下面，我们将参照第一相位组合解释测量/处理线路。
在这些线路中，一旦确定了一传输相位组合后，前述测量范围也必定被确定。例如，当选择了第一相位组合时，它的基准位置将被确定为X1＝0。当我们求出在这测量范围（意即，图5中的X2）内的位移时，通过将前述的X1和X2相加，我们将会找出由传感器100电流确定相对位移距离X。
本发明的特征特性事实上是为了确定前述X2，具有两个不同传输相位组合的传输信号被提供给第一组传输电极上，而相对位移距离X2是通过简单处理从此时获得两个接收信号求出的。
在本实施例中，所需的测量值是通过对两个前述接收信号利用积分器进行正积分然后进行反转积分而获得的。
在本实施例中，前述积分器是用号数50表示。该积分器在一限定的时间内对解调器48的模拟输出402进行正向积分，然后它对在不同的传输相位上获得的接收信号进行反转积分。
为了便于说明起见，本实施例中假定在接收边上经过第二反转积分的信号的传输相位组合与那些经过第一正积分的传输相位组合之间是有90度相位差。
当有图5中用号数500所示的相对位移距离时，传感器100的传输电极首先被第一相位组合所激发。此时接收的信号V将是相对位移距离X的正弦函数：
V1＝ksinx
此处，k为一常数。
在这第一传输相位组合的状态上，积分器50首先在一限定时间内执行正积分，并可获得积分值Vi。
这种积分运算在图6中标出。正积分时间To是在任意特定时间中调定的。这特定时间To的值是按照线路的分辨率预先确定的。在图6中的正积分中作为积分梯度可从图5中清楚地看到接收信号V为
V1＝k sinx
因此，经过图6中限定时间的推移后积分Vi为：
Vi＝To ksinx （1）
当前述正积分完成后，第二传输从带有90度相位差的传输相位组合的传输线路中发生。在此时，传感器100的相对位置是没有变化并在图5中的位置500上保持静止。因此，在此时获得的接收信号V将是从第三相位组合即V3获得的那个波形。可以理解，该V3是一个相对位移距离X的馀弦函数：
V3＝-kcosx
其结果是，积分器50将执行在这第二传输相位组合的状态下接收的信号V3＝-kcosx的反转积分，而前述积分值Vi将如图6中所示被积分梯度。
V3＝-kcosx
所反转积分。
因此，积分器50的输出404，即积分值Vi，作为反转积分的结果而表现为零值，而这零值将被模拟比较器线路52所探测。
在本实施例中，当前述积分器50的输出404变为零时，模拟比较器线路将产生输出406。
在图6中用T表示积分器50的输出404（Vi）达到零所需的时间。由图中可知，这反转积分满足下列关系;
Vi≌Tk cosx （2）
其结果是，作为前述正积分和反转积分的结果，下述关系近似地得到满足：
Vi＝To k sinx＝Tk cosx （3）
因此，可得到：
T＝To sinx/cosx （4）
由于
sinx/cosx＝tanx
获得下述关系：
T＝To tanx （5）
如前所述，指派到各个传输相位组合的测量范围在此处是指派到图5中所示的接收信号的零位的附近，即指派到±22.5度的范围。基于此，在各个测量范围内，接收信号的波形将近似于一或多或少的线性方式，而在那种带有小的相位角的区域内下述关系将会成立：
tanx≌x
因此，前述方程式（5）将呈现成下述形式：
T＝To x （6）
并将获得下述近似方程式：
X＝T/To （7）
在前述中Vi为一负数，此处X将作为负数加以处理之。在这种情况下，To为一常值。因此，可理解到，当找到了前述反转积分时间T时，可通过简单的运算程序处理求出在测量范围（此情况下为X2）内的相对位移距离X。
在本实施例中，这种运算程序处理是由一计数器54完成的。在前述反转积分开始时该计数器54是从控制单元44的信号启动的，并用从前述模拟比较器线路52的输出406来停止的。该计数器将前述振荡器40的fo作为时钟信号而加以计数，而它的输出将表示前述反转积分时间T。
因此，当将前述反转积分时间T提供到运算单元56且前述方程式（7）的运算程序处理是用从控制单元44的命令而执成时，可求出X2。此外，由于控制单元44提供起着此时的基准作用的第一传输相位组合到运算单元56，所需求的相对位移距离X可通过将它与从这第一传输相位组合确定的、已知的X1相加来求出。
在本实施例中，这相对位移距离经过一显示驱动器58，并在显示单元60作为测量值而显示出来。
在各个选择的传输相位组合上的相对位移距离按照上面所述计算出来的。然而，如上所述，各T相位的测量范围被限制在用作基准的第一传输相位组合之前或之后22.5度的一范围。当超出这范围时，前述线性近似法将遇到困难，并且这将是造成误差的最主要因素。
为了此原因，在本实施例中，比较器62将前述计数器54的输出与上限置位器件64的输出进行比较。当前述反转积分时间T已超出上限值时，该比较器向控制单元44输出一信号以使达到测量是不可能进行的效果，而传输相位组合转换到用作基准的第一相位组合。
其结果是，当测量开始时，如果被寻求的相位位移距离是不在所选择的第一传输相位组合的测量范围之内，则要选择下一个传输相位组合，且第一传输相位组合是一个接着另一个地重复地试验，直到计数器54的输出即反转积分时间T进入限制值的范围之内为止。由于须进行最多为八个重复的测量，因此可以无失败地获得高度精确的测量值。
图7说明本发明的测量操作的总的流程。
一旦由传感器100确定了测量位量后，线路就进入开始测量的状态。首先，积分器的内容被复原。
接着，在振荡器线路边调定一任意的特定相位组合，并将用相位组合N调制的交流信号提供到传输电极上。
将在传输状态下这相位组合N上的一段限定时间（To）内所接收的信号V进行积分。
积分器50将保持从这正积分产生的积分值Vi。
接着，由传输线路传输的相位组合将变化到相位组合N+2，即到从前述传输相位组合变化到带有90度差值的传输相位组合。在这状态下从传感器100接收的信号将被探测出来。
计数器54的计数操作被启动与这相位组合N+2被输出是同时发生的，与此同时积分器50执行前述积分值Vi的反转积分。
通过模拟比较器线路52监测积分值Vi，该比较器线路确定积分值Vi是否在由上限置位器件64调定的上限值Tm范围内变为零。如果在此时反转积分时间T太大，它认定第一传输相位组合是不适当的，而前述操作是在相位组合N+1上再重复进行。
这些积分操作重复进行直至反转积分值Vi在上限值Tm范围内变为零为止。当获得了所需的输出时，计数器54被间断，该反转积分时间T已被计算出来并在显示单元60上显示。在此，测量的序列完成了。
以上述解释可清楚理解，利用本实例使得通过获得的带有两个具有90度差值的传输相位组合的不同接收信号及通过将它行进行运算处理以精确地求出相对位移距离成为可能。
当然，在本发明中传输相位组合的分割数目并非仅限于八个，而是可以选用任意数目。此外，该两不同传输相位组合可如在本实施例中给定的调定在45度的相位差值，而非90度的差值。在上述给定的实施例中，当使用90度相位差值时，在两个相位组合被传输时，获得的接收信号将是正弦信号或是馀弦信号的组合，而对它们的计算是容易进行的。然而，当它们间的相位差值是45度时，也可能在同样的方法下通过进行函数的预先运算处理以求出相对位移距离。
如上所述，当应用本发明时，通过向传输电极一个接着另一个地发两个具有不同相位组合的传输信号，及利用在此时（在这实施例中）在一正积分和反转积分的组合中获得的两个接收信号，有可能计算出所需的测量值。
在前述的说明中，说及第一接收信号和第二接收信号是存入存储器中以供积分器正积分和反转积分之用，但是在本发明中，也可能只将它们作为数字信号值简单地存入存储器中。然后将它们在预先计算的方程式的基础上经受数字计算处理。
如上所解释过的那样，当应用本发明时，在按照静电电容量变化的绝对值测量两结构组件之间的相对位移的量时，该结构组件中彼此间的相对位移（通常为第一标尺与第二标尺之间的位移）时，可能通过传输两个带有不同相位组合的信号到传输电极上及存储而后在此时处理获得的接收信号而求出所需求的相对位移距离。其结果是，使之可以获得具高精密度的及无延迟的高速处理，并不同于其中测量值是用单一传输信号求出的传统方法的情况。