快速启动控制系统 本发明涉及快速启动控制系统，例如用于射频(RF)信号接收机之类的电子装置的快速启动控制系统。
在现代电视接收机中，例如，现在4×3宽高比的屏幕的电视接收机中，一个大的图象内可以插入二个或更多个图象。某些更新型的宽屏幕电视接收机(16×9)宽高比的宽屏幕显示方式)具有″POP″功能(画-外-画)，当16×9宽屏幕接收机用于显示4×3宽高比的主画面时，在主画面没有使用的侧面屏幕内，可以在一列中显示三个或更多个辅助画面。
具有这样功能的电视接收机，必须装有两个调谐器。一个调谐器用于主画面，另一个调谐器用于POP画面。这些POP画面是其他三个频道的″快照″，它要求第二个调谐器依次调谐到其中某个频道，将该频道的一场信号装入视频存贮器内，然后再调谐到下一个频道。如果调谐器在POP频道之间的调谐时间需要三百毫秒，该第二个调谐器对三个频道轮换一圈将超过一秒。这种很低的刷新速度降低了POP频道的可观看性。因此POP图象通常仅用于监视POP频道的节目。可是，如果对POP频道采样的调谐器调谐速度足够快，那么所有三个POP画面可以得到近乎实时地更新。
本发明也适用于其他的应用场合，例如，把调谐器从当前频率点快速调谐到另一个距离较远的指定频率点。卫星直接广播的频道超过了五百个，其中就会出现所说的这种情况。而且本发明普遍适用于提高含有积分器的系统的积分速度。
在控制系统的锁相环中(PLL)，例如电视调谐器，可控振荡器产生一个代表信号的频率，相位检测器(PD)将其与另一个参考频率进行比较，输出一个表示两频率地相位和频率差异的DC信号，该相位检测器的输出信号接至一个有源或无源低通滤波器，滤除DC信号中的小波动，经过低通滤波的信号可以用来调整被控制节器，通常为压控振荡器。在低通滤波器中，现代的PLL电路采用电流源输出级，它又与放大器反馈环路中的积分电容器相连接。采用这种方法时，如果接收信号的频率与另一个所选择信号的频率存在较大的频差，因积分电容器较大，需要数百毫秒时间才能达到要求的DC电压，此时PLL才能锁定，正是这一个长的积分时间降低了这种调谐器的调谐速度，例如用于POP画面的调谐器。
图1至3是现有技术调谐器的各种控制结构，在用于POP画面是都存为上述缺点，在各种图中，结构类似，数值也类似，电视调摩器的锁相环锁定时间长达300毫秒(ms)。
参看图1，三极管14为分离元件的高电平的放大器，它与低电平运算放大器16的输出端相连，16为PLL 10集成芯片的一部分。相位检测器的输出调谐信号连接于运算放大器的输入端17，然后信号接入三极管14。三极管14集电极输出信号一方面连接于调谐电路(未画出(CVD)12的变容二极管，另一方面该输出信号经积分电容18和电阻20与电容22的并联网络19，反馈到运放大器输入端17。电阻24为三极管14的集电极提供电源电压，因此，在反馈环中，正向增益由放大器14和16提供。
如上所述，电容18为积分电容器，电容22决定反馈环的高频滚降特性，在这种方案中，PLL锁定时间过长，是因为用三极管14集电极输出对电容18充电或放电，因而限制了集电极的输出电压的升降速率，在本例中，三极管14的升降速度又取决于放大器16输出的升降极限速度。
Bermard Glance在一篇文章中曾讨论过与上类似的电路，见于IEEE Transations on Microware Theory and Techniques，MTT-33，Vol.9，Sept.1985，题目为″新型极快速锁相环″，示于图2。在放大器14和16的输入电路的电阻28上，反向并联了二个二极管30和32。该方案是针对PLL采用乘法相位检测器34而言的，当相位检测器输出的DC电压超过了二极管导通阈值电压(0.6V)时，二极管30或32就降低了电阻28的有效阻值。
但是，Glance无法工作于数字相位检测器。在数字相位检测器中，输出为脉冲宽度调制的方波信号，其平均DC值为校正信号。因为这些脉冲具有相同的幅度，所以不论调谐误差大小，这些脉冲都会使二极管导通。也就是说，即使只有很小的相位误差(窄脉冲宽度)，也总会有一个二极管导通。这就破坏了系统的稳定性。
图3电路的PLL采用三态相位检测器34，它类似于Motorola44802芯片中的电路。在调谐间距为1-2频道时，这种电路调谐速度较快，例如从频道10调谐到12，仅需要20ms，但是如果要从一个波段到另一个波段，如美国的频道6到频道7，或者从一个波段的低端跃变到另一个波段的高端，它将需要大于100ms的时间。这是因为该相位检测器最大输出电压只能达到1/2Vcc。当频率变化很大时，检测器输出饱和，相位检测器输出信号Vd使积分电容18的充放电速度受到限制，更具体地说，假定忽略电阻20上的降压，电容18的电压充电速率dv/dt取决于Ic或者说Iin，以及电容18和电阻28，因此当要求调谐电压改变较大时，相位检测器34的输出信号限制了它的升降速度。
在这种方案中，电容18和电阻28的值较大，这是因为调谐电压用于控制一个VCO，而VCO的灵敏度很高，因此要求环路带宽(BW)必须很小。例如，在某些调谐器中，Vd＝1.3V，电阻28＝22K，电容18＝0.22uf，因此dv/dt＝260v/sec，调谐电压改变25v则需要100ms。
在本发明中，针对要求积分电容器能快速放电的场合，比如调谐器需要大的频率变化时，本发明提出了一种速度更快的控制系统(如PLL)中的积分电容充放电的方法。为了以更高速率对积分电容充放电，该方法提出了一个由另一个外部源吸收/放也电流的误差纠正电路，更具体地说，产生了一个正比于DLL电容充放电流的电压，当该电压超过某个阈值电压时，扩展电路起动，它从外部电源以适当的极性对电容充电或放电，一直持续到PLL锁定，即误差得到纠正。一旦纠正了衰减即PLL锁定后，如果出现小的调谐误差，要求小的纠正电流，纠正电流的幅度低于激发扩展电路的阀值，因此控制电路或PLL将会以不存在扩展电路时的正常方式工作。
如图中所示：
图1-3说明现有技术的调谐器的部分结构，其中部分为框图，部分为电路图。
图4和图6为各种扩展电路，部分为框图，部分为电路图。
图5a和图5b为图4扩展电路的波特(Bode)响应特性。
现在参看图4，根据本发明，当所选择频道远离现调谐频道时，即有较大频率差异，由于对积分电容器快速充放电，因此加快了图1所示电路的调谐速度。为了改变频率，PLL 10吸收或放也电流，因而对电容18放电或充电。如图1，电容18和并联网络19串联一起，作为放大器14和16的反馈网络。可是，如图4所示，扩展的三极管Q1和Q2其集电极分别与+Vcc和-Vcc相连，其基极与PLL侧的网络19相连，发射极经电阻36与网络19和积分电容18的两个节点相连。
由于PLL 10的纠错动作，对电容18充电或放电，因而在电阻20上产生了一个电压，当该电压超过三极管的Vbe时，将使该三极管导通，因此电容18经电阻36、导通的三极管Q1或Q2与+Vcc或-Vcc相连接，也就是说，外部电源以正确的极性另外快速对电容18充电或放电。
需要选择适当的电阻36的阻值，以限制对电容18的最大充放电电流，因为电阻36的阻值对系统的传递响应有一定影响。例如，充电电流脉冲可能会引起电路的振荡或过激励，或者三极管Q1、Q2及电阻36、反馈电阻20也可能影响系统的传递响应。
因此，需要限制该系统(如PLL 10或放大器14、16)的升降速度，从而防止对电容18的过快充电/放电，如图示，设置了对升降速度的限制性。根据PLL 10输出调谐信号产生了一个增强的电容充放电电流，从而电容18的电荷状态可以很快地调整到所选择频道对应的电荷状态。
应当注意，由三极管Q1和Q2产生的对电容18额外的充放电电流并不会流过电阻20。因此，当完成调谐过程后，即由PLL 10的输出电压对电容18电或放电，PLL 10达到锁定后，电阻20上的电压将不足以使三极管Q1或Q2导通，即电压小于三极管的V结电位，三极管Q2都处于非导通状态。因此，一旦达到锁定状态，温度漂移引起的较小的纠错调整电流将不足以使Q1或Q2导通，PLL 10工作也如同不存在三极管Q1和Q2一般。
在如图4所示的结构中，由外部提供电流作为积分电容器18的快速扩展充放电电流，这正好与图1、2和3中的结构相反，此处积分电容的充放电电流受限于相位检测器34和放大器14和16的升降速率。图2电路最多只能使二极管导通，从而旁路电阻28，临时降低与积分电容18串联的电阻阻值，但是充电电流仍来自于相位检测器34、放大器14和16，与图4和图5中的扩展充放电电流相比，这种充放电电流的幅度大大受到了限制，因为图4和图5中是由电源直接产生的充放电电流。
图4采用电流源输出，因此不需要图2和图3中的电阻28。电阻20和电容22形成了Bode极，电容22将电阻20上的相位检测器产生的脉冲滤波成DC电压，因此本电路方案可以用于数字相位检测器。
通常，图4的开环增益-频率响应如图5a。因为0dB处幅度响应的斜率为20dB/十倍，零点和极点远离该交叉点，因此相位稳定范围很充分。如图5a的虚线所示，当加速电路起作用时，增益增加，与横坐标的交叉点向频率高处移动。这使相位富余度变窄，网络19的第三阶极点接近于交叉点频率。
图5b显示了一个改进的响应曲线。增益增加时，第三阶极点进一步远离横坐标交点，这有助于保持相位一富余度。由于三极管Q1、Q2和电阻36并联于电阻20和电容22构成的网络19，使得极点发生移动。网络19形成了该极点。
本发明中的PLL的锁定速度虽然不能做得任意小，但是速度已很快。PLL的锁定时间可降到10ms以下，这样短的时间足以使三个POP画面真实生动。
现在来看图6，这是本发明的另一个电路图。由于放大器14和16的增益较大，其输入端17实际上是一个虚拟地。电容40的一端连接于网络19和电容18的接点，另一端通过一个开关三极管42接地。当三极管42不起作用(不导通)时，反馈环正常工作。但是，当开关信号加于基极时，三极管42导通，网络19的与电容18相连的一端通过电容40和三极管42的集电-发射极电路接地，网络19的另一端则与输入端17的虚拟地相连。如果电容40的容值比电容22大得很多，网络19中的信号被短路。因此，这种电容40交替与网络19相连的电路，除去了图5a和5b中的极点P3。加于三极管42基点的开关信号可以是，例如，正极性表示PLL没有锁定，负极性表示PLL没有锁定。
但是，从图6的电路中看出另一方面，当三极管42导通时，电容18和40串联后接地。因为电容18和40串联后的总容值比电容18本身的要小，这降低了放大器14和16对积分电容充放电所要求的时间，尽管对积分电容18的充放电电流没有任何加大。
尽管本明以用于频率选择的PLL调谐器为例进行阐述说明，它也普遍用于为提高响应时间的控制系统。