移动通信系统中采用多天线发射和接收信号 的装置及方法 优先权
按照35 U.S.C.§119，本申请要求享有2002年9月30日向韩国知识产权局所提交的申请名称为“在移动通信系统中通过多个天线收发信号的装置以及方法”的优先权，所分配的序列号为2002-59621，其内容在此引入作为参考。
技术领域
本发明一般涉及移动通信系统，特别涉及一种采用多个天线发送和接收信号的装置及方法。
背景技术
在CDMA(码分多址)移动通信系统中，比如CDMA2000系统或者UMTS(通用移动远程通信系统)系统，多个天线用于执行增加在无线电信道上的发射容量的方案。
采用多个天线的方案被分为多路复用方案和分集方案。在多路复用方案中，在发射机和接收机之间建立并行通道来发射信号。在分集方案中，发射机或接收机采用多个天线来改善发射或接收的性能。由于多路复用方案不能提供足够的分集效应，因此该多路复用方案仅仅提高了发射率却没有改善收发可靠性。除了这些方案之外，还采用一种改进方案，该方案采用了多天线技术以及信道编码技术来提高发射机的发射性能，即，降低发射差错率。在分集方案中增加了发射机和接收机的天线数目，然而，该方案仅提高系统复杂度却并未提高发射率。
为了解决该问题，一个已经提出的方案是将发射机地天线分为几组进行信号发射(参见V.V.Tarokh，A.Naguib，N.Seshadri，A.R.Calderbank，“组合阵列处理和空时编码”IEEE trans.On Information Theory，第45卷，1121-1128页，1999年5月)。所提出的方案在2000年10月3日所发布的No.6,127,971美国专利中公开，题为“组合阵列处理和空时编码”。该方案的优点在于没有像天线数目增加的情况那样以几何级数增加接收机的复杂度，并且可以通过将空间信道拆分成多个子信道来增加信号发射率。
然而，在此方案中，当发射天线数目较少的时候，每个拆分的组中的天线数目也会减少。另外，也将难以获得多路复用效应。按照这样的情况，该方案只能获得分集效应。此外，由于当发射天线的数目较少时，划分的各个组中的天线数目也很少，因此甚至很难获得分集效应。
发明内容
因此，本发明的一个目的是提供一种在移动通信系统中采用多个天线以及信道编码技术收发信号的装置和方法。
本发明的另一个目的是提供一种在移动通信系统中获得多路复用效应和分集效应的装置和方法，上述系统采用多天线及信道编码技术来发射和接收信号。
本发明的另一个目的是提供一种在移动通信系统中即使仅仅通过少量编组的发射天线发射信号也能获得较高的多路复用增益和分集增益的装置和方法，上述通信系统采用多天线及信道编码技术来发射和接收信号。
为了完成上述及其它目的，本发明提供一种当通过发射天线发射信号时，不但与本组天线而且与其它组天线之间进行信号重叠的方法。这样，采用给定数目的天线会比采用常规方法有可能获得更多分集效应。
根据本发明的一个方面，这里提供了一种移动通信系统的信号发射装置。在信号发射装置中，帧分段部分将一个输入帧分为Bk个比特的组，其中k＝1，...，K。第一组编码器对Bk个比特的组进行编码并且输出编码码元。第二组编码器对其它Bk个比特的组进行编码并且输出其它的编码码元。每个已编码的码元采用不同的函数被再次编码到发射天线。发射部分包括在有预定数量个天线的组中的多个天线，并且天线的总数N大于天线组的数量总和。该发射天线发射通过其中一个编码器编码的码元。
该编码器最好为网格编码器。
天线组的尺寸的总和Nk最好大于N。
根据本发明的另一个方面，这里提供了一种移动通信系统的信号接收装置。信号接收装置包括连接到M个接收机的天线；k个解码器，k小于M；以及一个分解器，用于分解接收机输出的M个接收码元中的至少一个接收码元并且输出该分解码元到k个解码器中的至少两个解码器。
该解码器最好为网格解码器。
该天线最好被编为有预定数量个天线的组。
附图说明
下面将结合附图的进行详细说明，使本发明的上述及其它目的、特征和优点变得更加清楚，其中：
图1是说明根据本发明的优选实施方案，在移动通信系统中的发射装置的方框图；
图2是说明根据本发明的优选实施方案，在移动通信系统中的接收装置的方框图；
图3说明了根据本发明的第一个实施方案，图1所示的发射机的结构；
图4说明了用于图3所示的第一个实施方案的BPSK成分代码，其中发射天线的数目是3而接收天线的数目也是3；
图5说明了用于图3所示的第一个实施方案的解码的网格图，其中发射天线的数目是3而接收天线的数目也是3；
图6说明了根据本发明的第二个实施方案，图1所示的发射机的结构；
图7说明了用于图6所示的第二个实施方案的BPSK成分代码，其中发射天线的数目是4而接收天线的数目是2；
图8说明了用于图6所示的第二个实施方案的解码的网格图，其中发射天线的数目是4而接收天线的数目是2。
具体实施方式
现在将参照附图进行详细描述本发明的几个优选实施方案。在附图中，尽管相同或者类似的元素在不同的附图中被描述，但是这些相同或者类似的元素也由同一参考数字表示。在下面的描述中，为了简明起见，在此省略了对已知功能和已知结构的详细说明。
如下所述的发明用于解决在V.Tarokh，A.Naguib，N.Seshadri，A，R.Calderbank，“组合阵列处理和空时编码”IEEE trans.On Information Theory，第45卷，1121-1128页，1999年5月，以及名称为“组合阵列处理和空时编码”的在2000年10月3日所发布的No.6,127,971美国专利中，所公开的常规信号发射方案中的一个问题。该参考文献介绍一种将N个发射天线划分成小的不重叠的大小为Ni的组，并且为了在每个组中通过天线发射信息而采用了称为成分代码的空时代码，从而显著减少了编码和解码的复杂度。
本发明通过允许天线组具有重叠元素来改进常规技术。在这里，该方案将被认为是“重叠天线编组”。此外，与常规技术相比，该发明方案能使多路增益和分集增益之间达到更好的平衡。为了达到这种平衡，本发明引入重叠的空时代码，该代码是一种用于进一步简化在与重叠天线编组的连接中使用的编码和解码算法的新的空时代码。本发明可以提供(N-γ+1)(M-γ+1)级分集，给定N个发射天线，M个接收天线以及一个多路增益γ。
下面将描述本发明。首先将会简要地描述在本发明所应用的无线电环境中采用多个天线收发信号的通信模型，以及组合阵列处理和空时编码的操作。其次，将描述根据本发明实施方案的重叠天线编组和重叠空时编码。其后，将证明根据本发明实施方案的方案来简化编码器和解码器的结构，并且能够达到多路增益和分集增益之间的最佳平衡。
A.通信模型
本发明假设通信系统中发射机具有N个天线而接收机具有M个天线。组合阵列处理器和空时编码器在每个时隙t上接收B个输入比特的数据块。输入比特被分为K个数据流，该数据流具有关系式B1+B2+...+Bk＝B，并且长度为B1，B2，...，Bk。在基站中天线具有一组天线N1，N2，...，Nk。这些天线分为K组G1，G2，...，Gk，他们之间的关系为N1+N2+...+Nk N。每个数据块Bk(k＝1，2，...，N)通过空时编码器Ck进行编码。Ck的输出提供Nk(k＝1，2，...，k)序列的星座码元，其通过Gk组中的天线在时间t上同步发射。总共提供N个序列的星座码元，其通过天线1，2，...，N同步发射。
假设cti，k是在时隙t上通过Gk组中的天线i发射的信号，平均星座能量为1，Ek是通过Gk组中的天线i(1iNK)的平均发射功率，而αi，j，k是在天线j(1jM)处接收到的来自Gk组中的发射天线i的路径增益。接收机的解调器基于在接收天线j＝1，2，...，M上接收的信号计算出判决统计量。在这里，判决统计量可以用于确定接收的信号。通过天线j在时间t接收的信号rtj由以下方程式(1)表示：
rtj=Σk=1KΣi=1NkEkαi,j,kCtj,k+ηtj----(1)]]>
在方程式(1)中，ηtj是发射天线和接收天线j之间在时间t的信道噪声。路径增益αi，j，k是具有平均值0和每维功率(power-per-dimension)0.5的独立复杂高斯随机变量采样的模型。这与考虑到在独立瑞利衰落的情况下从不同的天线发射信号的情况相同。就此，假设路径增益αi，j，k是帧中的常数，并且考虑到帧与帧之间变化的准静态衰落。噪声值ηtj(j＝1，2，...，M)是具有平均值0和单位功率0.5的独立复杂高斯随机变量采样的模型。方程式(1)可以被重写为如方程式(2)的矢量形式：
rt=Σk=1KEkΩkCtj,k+ηt----(2)]]>
方程式(2)中所使用的变量由下面方程式(3)，方程式(4)，方程式(5)以及方程式(6)表示。
Ctk=(ct1,k,ct2,k,···,ctNk′k)T----(3)]]>
rt=(rt1,rt2,···,rtM)T----(4)]]>
ηt=(ηt1,ηt2,···,ηtM)T----(5)]]>
Ωk=α1,1,kα2,1,k···αNk,1,kα1,2,kα2,2,k···αNk,2,k············α1,M,kα2,M,k···αNk,M,k----(6)]]>
本发明采用组干扰抑制方案和具有空时编码的组合阵列处理方案从而抑制来自其它组的干扰。这种方案的原理在V.Tarokh，A.Naguib，N.Seshadri，and A.R.Calderbank，“组合阵列处理和空时编码”中公开，IEEE Trans.Inform.Theory，第45卷，1121-1128页，1999年5月。此外，假设本发明中M N-Nk+1，并且接收机知道信道状态信息矩阵Ωk(1kK)。对于每个矩阵Ωk，可以给出下列定义：Λk＝[Ω1，…，Ωk-1，Ωk+1，...ΩK]。
如在上述的参考文献Tarokh所公开的，可以得到诸如vjkΛk=(0,0,···,0)(j=1,···,Nk+M-N)]]>这样的正交行矢量的一个集合{νk1，νk2，…，νkNK+M-N}。假设φk是一个(Nk+M-N)×M的矩阵，其jth列是vjk。如果等式(2)的两边都乘以φk，则可以导出下面的等式(7)。
r~tk=EkΩ~kctk+η~tk----(7)]]>
在方程式(7)中，r~tk=Ωkrt,]]>Ω~k=ΦkΩk,]]>以及η~tk=Φkηt.]]>
方程式(7)指出来自其它组中的天线的发射信号被抑制。已经在参考文献V.Tarokh，A.Naguib，N.Seshadri，and A.R.Calderbank，“用于高速数据速率无线通信的空时代码：信道估计差错，移动性和多径的性能标准”，IEEETrans.Inform.Theory，第47卷，199-207页，1999年2月，中所证明的，通过将矢量作为用于具有Nk个发射天线和(M-N+Nk)个接收天线的空时发射模式的接收矢量，在这种情况下可以获得同BER(bite error rate，误码率)和发射率一样的特性，而它们都采用空时代码Ck。因此，参考文献所提议的方案可以最多提供Nk×(M-N+Nk)级的分集，用于全分集空时代码。
B.发明原理
(B-1)重叠天线编组
由于在接收机中的(N-Ni)维(dimension)用于抑制来自其它组中的天线的发射，所以在参考文献V.Tarokh，A.Naguib，N.Seshadri，and A.R.Calderbank，“组合阵列处理和空时编码”IEEE Trans.Inrorm.Theory，第45卷，1121-1128页，1999年5月，中所公开的组合阵列处理和空时编码方案不能最优化分集增益和多路增益之间的平衡。在一些情况下，过多数量的N个发射天线和M个接收天线所提供的很大数量的N×M维天线可能导致浪费。
本发明提出了这种常规技术中存在的问题。在参考文献V.Tarokh，A.Naguib，N.Seshadri，and A.R.Calderbank，“组合阵列处理和空时编码”IEEETrans.Inform.Theory，第45卷，1121-1128页，1999年5月中所提出的假设，即通过划分N个发射天线的形式将天线放置到不重叠的组中是相当局限的。本发明通过允许在不同组中的天线具有共同的元素来尝试对现有技术进行改进。如果有K个天线组，每组包括元素N1，N2，...，Nk，常规技术满足N1+N2+...+Nk＝N，然而本发明满足N1+N2+...+Nk N。这要求各自的发射天线i(i＝1，2，...，N)在至少一个组中。此外，本发明试图通过采用重叠空时编码技术来改善常规技术，所述重叠空时编码技术可以通过采用简单编码和解码算法来实现。执行这种新型空时代码的结构将在下文中进行详细描述。
(B-2)重叠空时编码
根据本发明的重叠空时编码器包括如下三种元素。
首先，重叠天线分为Gk(k＝1，2，...，k)组，每组包括天线N1，N2，...，Nk。
其次，成分空时代码Ck对应于各个Gk(k＝1，2，...，k)组，成分空时代码被设计为采用Nk个天线来进行发射并且具有在信号星座Ak上定义的代码字。
第三，用于各个发射天线i(i＝1，2...，N)的一对一函数Fi(xi，1，xi，2，...，xi，1(i))，该函数是Gk1，Gk2，...，Gki(i)组的元素。一对一函数的域(domain)为Ak1×Ak2×...×Ak1(i)，而其范围是信号星座Qi。Gk1(i)和Gk之间的差异在于Gk表示第k索引的组，而Gk1(i)表示选定的具有第i个天线的组。换句话说，第I个天线可能是第1(i)组。Ak1(i)表示类似的内容。因此，1(i)表示第I个天线所在的组数。
根据本发明的重叠空时编码器执行如下编码操作。
在每个时隙t输入重叠空时编码器B个输入比特的块。输入的比特被分为长度为B1，B2，...，Bk的K个数据流，其满足B1+B2+...+Bk＝B。每个块Bk(1kK)由成分空时编码器Ck进行编码。在每个时隙t，成分空时编码器Ck的输出是一个序列ct1，k，ct2，k，...，ctNk，k(在此，Nk对应于NK)。这里，cti，k∈Ak是指该成分空时编码器Ck的第i个输出码元。如果假设cti，k(i＝1，2，...，NK)对应于Gk组中的第i个发射天线，则Ck的输出和Gk组中的天线之间的关系定义如下。在每个时间t，假设天线i是Gkp(p＝1，2，...，1(i))组中的第ip个天线，则编码器为每个发射天线i计算码元qti=Fi(cti1,k1,cti2,k2,···,cti1(i),k1(i)).]]>码元qt1，qt2，...，qtN是在时间t从天线1，2，...，N同时发射的输出信号。
(B-3)重叠空时解码
重叠空时代码的解码操作的第一步是对于每个k＝1，2，...，K抑制来自所有不属于Gk组的天线的发射。即，本发明采用一组干扰抑制方案以及空时编码来执行组合阵列处理，从而抑制其它天线组的干扰。
假设用于解码操作的接收机知道方程式(8)中所定义的信道状态信息矩阵Ω：
Ω=α1,1α2,1···αN,1α1,2α2,2···αN,2············α1,Mα2,M···αN,M----(8)]]>
在方程式(8)中，αi，j是从发射天线i＝1，2，...，N到接收天线j＝1，2，...，M的路径增益。如上文所提到的，方程式(9)表示天线j在时间t上接收的信号rtj：
rtj=Σi=1Nαi,jqti+ηtj----(9)]]>
在方程式(9)中，ηtj是发射天线和接收天线之间j在时间t上的信道噪声。如果方程式(9)被转变为矢量形式，那么就得到方程式(10)：
rt＝Ωkqt+ηt......(10)
方程式(10)中所使用的变量由如下的方程式(11)，方程式(12)和方程式(13)表示：
qt=(qt1,qt2,···,qtN)T----(11)]]>
rt=(rt1,rt2,···,rtM)T----(12)]]>
ηt=(ηt1,ηt2,···,ηtM)T----(13)]]>
Λk对应于所有非Gk组的元素的列被定义为Ω的{M×N-NK}子矩阵，Ωk和qtk对应于在每个Gk组中所有的列分别被定义为子矩阵Ω和qt。如果假设M N-Nk+1，则正交行向量集合{υ1k，υ2k，...，υkNk+M-N}可以写作υjkΛk＝(0，0，...，0)(j＝1，...，Nk+M-N)。Φk定义为(Nk+M-N)×M矩阵，其中第j行是vkj。
如果方程式(10)的两边都乘以Φk，则得到如下方程式(14)。
r~tk=Ω~kqtk+η~tk----(14)]]>
在方程式(14)中，r~tk=Φkrt,]]>Ω~k=ΦkΩk,]]>以及η~tk=Φkηt.]]>方程式(14)表示除Gk组之外，对应于来自所有其它组的天线的发射信号被抑制。
由于对G1的解码操作与对G2，...，Gk的解码操作类似，将仅对G1的第二步解码操作进行描述。即，假设k＝1，G1的元素是天线1，2，...，N1。对于i＝1，2，...，N1，qti，1被定义为qt1的第i个元素。因此，如果假设天线i＝1，2，...，则N1是Gkp组的第ip个元素，并且qti,1=Fi(cti1,k1,cti2,k2,···,cti1(i),k1(i)).]]>
成分码C1的解码器将矢量作为接收字，而将矩阵作为信道。成分码C1的解码器确定一个代码字c11，1c12，1…c1N1，1c21，1c22，1…c2N1，1…cL1，1cL2，1…cLN1，1。解码器通过将成分代码C1的所有代码字的总和
Σt=1Largminx1,2,···,x1,1(1),···,···,xN1,2,···,xN1,l(N1)||r~t1-Ω1(F1(ct1,1,x1,2,···,x1,1(1)),···,FN1(ctN1,1,xN1,2,···,xN1,1(N1))T||2]]>
最小化来计算C1。可以采用维特比(Viterbi)算法计算最小化代码字。
当采用网格代码执行解码操作时，应该注意在x1，2，…，x1，l(1)，…，…xN1，2，…，xN1，l(N1)中的不同选择致使C1的网格图中发生平移。如果小心地选择Fi(i＝1，2，...，N)，就可以快速计算最小化代码字。
C.实施方案
图1是示出了根据本发明的优选实施方案的在移动通信系统中的发射装置的方框图。
参见图1，发射装置包括串-并(S/P)转换器110，编码器121-1到121-3，122-1到122-3，...，123-1到123-3，发射机131-1到131-3，132-1到132-3，...，133-1到133-3，以及天线ANT11到ANT13，ANT21到ANT23，...，ANT31到ANT33。S/P转换器110作为帧分段部分用于将输入帧分割为k个比特组。例如，当输入帧是B＝B1+B2+...+Bk，则S/P转换器110输出每组包括预定数目比特(或者码元)的比特组B1，B2，...，Bk。
编码器被分成第一组编码器以及第二组编码器。在第一组中的编码器编码k输入比特组，以及输出编码码元。编码器121-1，121-3，122-1，122-3，...，123-1，123-3相应于在第一组中的编码器。在第二组中的编码器至少对k个输入比特组中的2个比特组进行编码，并且输出编码码元。编码器121-2，122-2，...，123-2相应于在第二组中的编码器。尽管已经显示并且描述了在第二组中的每一编码器编码2个比特组的一个例子，但是本发明还可以被用于第二组中的每一编码器编码多于2比特组的时候。这是由于本发明的特点在于重叠两个或更多比特组，然后通过一个天线发射重叠比特组。这样的编码器通过如下所述的网格代码执行编码操作。
发射机131-1到131-3，132-1到132-3，...，133-1到133-3分别被连接到编码器121-1到121-3，122-1到122-3，...，123-1到123-3，并且将来自编码器的编码码元转换成适合于通过天线发射的信号。例如，发射机对编码码元执行调制，扩展，IF(中频)转换和RF(射频)转换。
天线ANT11到ANT13，ANT21到ANT23，...，ANT31到ANT33分别被连接到发射机121-1到121-3，122-1到122-3，...，123-1到123-3。这些天线被分成预定数目的天线组。在此，每个天线组具有两个天线。也就是说，在附图中，天线ANT11和ANT12组成第一组G1，天线ANT12和ANT13组成第二组G2，天线ANT21和ANT22组成第三组G3，天线ANT22和ANT23组成第四组G4，天线ANT31和ANT32组成第(K-1)组Gk-1，而天线ANT32和ANT33组成第K组Gk。如果假定组中的天线数目分别是N1，N2，...，Nk，最好各个组中天线数量的总和Nk大于天线数量N。
发射机131-1到131-3，132-1到132-3，...，133-1到133-3以及天线ANT11到ANT13，ANT21到ANT23，...，ANT31到ANT33组成一个发射部分。在不脱离本发明精神和范围的前提下，每组中的天线数目可以被设为相同数量或者不同数量。这时，“本发明的精神”意味着至少有一个天线不仅作为在一个特定组中的天线而且也作为另一个组中的天线来进行操作。也就是说，这意味着至少有一个天线重叠将要通过在不同组中的天线发射的信号。
图2是一个表示根据本发明优选实施方案的移动通信系统中的一个接收装置的方框图。该框图相应于图1所示的发射装置的框图。
参见图2，接收装置包括M个天线ANT51到ANT53，ANT61到ANT63，...，ANT71到ANT73，M个接收机211-1到211-3，212-1到212-3，...，213-1到213-3，分解器221，和解码器231-1到231-2，232-2，...，233-1到233-2。
M个天线ANT51到ANT53，ANT61到ANT63，...，ANT71到ANT73被分别连接到M个接收机211-1到211-3，212-1到212-3，...，213-1到213-3，并且在无线电信道中接收信号。接收机211-1到211-3，212-1到212-3，...，213-1到213-3处理通过天线ANT51到ANT53，ANT61到ANT63，...，ANT71到ANT73所接收的信号。例如，接收机211-1到211-3，212-1到212-3，...213-1到213-3对通过相应天线接收的信号执行IF转换，基带转换，解扩频以及解调。天线ANT51到ANT53，ANT61到ANT63，...，ANT71到ANT73，以及接收机211-1到211-3，212-1到212-3组成接收部分。
分解器221分解接收机输出的M个接收码元中的至少一个接收码元，以便输出分解码元到解码器中的至少两个解码器。例如，分解器221通过分解接收机211-1到213-3输出的接收码元来检测从发射机131-1到131-3发射的信号，并且将检测到的信号输出到解码器231-1到231-2。这样，分解器221从接收信号中分离出从发射机132-1到132-3以及133-1到133-3所发射的信号，并且输出该分离信号到解码器232-1到232-2，...，233-1到233-2。
解码器231-1到231-2，232-1到232-2，...，233-1到233-2从分解器221接收相应的接收码元，并且对接收的码元执行如下所述的解码操作。解码器231-1对从接收机211-1和211-2通过分解器221提供的接收码元进行解码。解码器231-2对从接收机211-2和211-3通过分解器221提供的接收码元进行解码。解码器232-1对从接收机212-1和212-2通过分解器221提供的接收码元进行解码。解码器232-2对从接收机212-2和212-3通过分解器221提供的接收码元进行解码。解码器233-1对从接收机213-1和213-2通过分解器221提供的接收码元进行解码。解码器233-2对从接收机213-2和213-3通过分解器221提供的接收码元进行解码。这样的解码器可以采用网格解码器实现。
接收天线可以被分成预定数目的天线组，就像图1中所示的发射天线那样。如上所述的每一发射天线在一组中发射一个发射信号，该信号与另一组中的发射信号重叠。因此，接收天线接收重叠信号，相应地，解码器对来自不同的组的重叠信号执行解码操作。
根据本发明实施方案的重叠空时编码和解码操作将在下文中描述。在下面的实施方案中，将首先描述在参考文献V.Tarokh，A.Naguib，N.Seshadri，and A.R.Calderbank，“组合阵列处理和空时编码”IEEE Trans.Inform.Theory，第45卷，1121-1128页，1999年5月，所公开的重叠空时编码/解码操作及其固有的问题。其次，将描述相应于本发明实施方案的重叠空时编码/解码操作。
(C-1)实施方案1
考虑采用3个发射天线发射信号并采用3个接收天线接收信号的情况。假定分集是2×3＝6，则只有一个码元可以在特定的发射时间发射。这样的情况可以从文件V.Tarokh，N.Seshadri，and A.R.Calderbank，“用于高速数据速率无线通信的空时代码：性能标准和代码结构”IEEE Trans.Inform.Theory，第44卷，744-765页，1998年3月，被很好的理解。然而，可以超过6级分集，或者以较低的分集提供在每一特定发射时间上的2个码元的发射速率。
根据在常规技术的参考文献中所公开的方案，发射天线假定被分成2或者3个非重叠的组。当发射天线被分成3个非重叠组时，常规方案提供仅仅1级分集。例如，当发射天线被分成2个非重叠组时，可以假设第一组有两个发射天线而第二组有一个发射天线。当解码第一组的发射信号时，接收机通过抑制第二组的发射信号来提供4级分集。同样地，当解码第二组的发射信号时，接收机可以通过去除第一组的发射信号来获得仅仅1级分集。如果成功地执行了对第一组的发射信号的解码并且消除了该组对接收矢量的影响，那么可以在对第二组的发射信号的解码期间提供3级分集。然而，如果对第一组的发射信号的解码失败，则该方案致使产生误差传播。
参考图3，现在将说明根据本发明的实施方案的重叠空时编码以及相应的发射操作，以提供4级分集并且解决了误差传播的问题。图3中，第一组G1中的天线包括发射天线ANT1和ANT2，而第二组G2中的天线包括发射天线ANT2和ANT3。假设发射天线ANT1，ANT2和ANT3具有相同等级。
假设编码C1和C2是图4中说明的BPSK(二进制移相键控)代码。方程式(15)给出了这种代码的定义：
F1(x1，1)＝x1，1，
F2(x2,1,x2,2)=22(x2,1+-1x2,2),----(15)]]>
F3(x3，1)＝x3，1。
如果C1和C2在时间t上的输出码元分别是ct1，1ct2，1和ct1，2ct2，2，则从天线ATNl，ANT2和ANT3发射的码元qt1，qt2和qt3定义在方程式(16)中：
qt1=ct1,1,]]>
qt2=22(Ct2,1+-1ct2,2),----(16)]]>
qt3=ct1,2.]]>
在方程式(16)中，经由发射重叠输出码元的天线ANT2发射的码元qt2是QPSK(四相移相键控)星座的一个元素。不同于qt2，经由天线ANTl和ANT3发射的码元qt1和qt3是BPSK星座的元素。
为了解码C1，接收机抑制来自发射天线ANT3的发射信号。在该情况下，如图5中所示，为了对Cl进行解码，可以利用网格图中的平行转移图来消除由未知量x2，2＝ct2，2所引起的干扰。
参照图5，每一分支的第一和第二码元分别是BPSK和QPSK星座的元素。接收机的解码器通过将看作接收的字，将看作信道矩阵，并对图5中所示的网格图施加维特比解码，能够确定发射代码字的比特和C1。这样的操作能够采用在文件V.Tarokh，N.Seshadri，and A.R.Calderbank，“用于高速数据速率无线通信的空时代码：性能标准和代码结构”IEEE Trans.Inform.Theory，第44卷，744-765页，1998年3月，中所公开的方案。同样可以执行对C2的解码操作。
能够很容易地证明本发明实施方案的编码和解码操作提供4级分集。
(C-2)实施方案2
考虑采用4个发射天线发射信号和采用2个接收天线接收信号的情况。假定分集是4×2＝8，在一个特定发射时间上只能发射一个码元。这样的情况可以从文件V.Tarokh，N.Seshadri，and A.R.Calderbank，“用于高速数据速率无线通信的空时代码：性能标准和代码结构”IEEE Trans.Inform.Theory，第44卷，744-765页，1998年3月，中很好的理解。然而，可以超过8级分集，或者以较低级分集提供在每一特定发射时间上的2个码元的发射速率。
假设根据在Tarokh参考文献V.Tarokh，N.Seshadri，and A.R.Calderbank，“用于高速数据速率无线通信的空时代码：性能标准和代码结构”IEEE Trans.Inform.Theory，第44卷，744-765页，1998年3月，中公开的方案，在两个或更多不重叠组中的所有发射天线被用于发射，但是采用Tarokh参考文献V.Tarokh，N.seshadri，and A.R.Calderbank，“用于高速数据速率无线通信的空时代码：性能标准和代码结构”IEEE Trans.Inform.Theory，第44卷，744-765页，1998年3月，中所公开的方案没有提供足够的接收天线来解码发射信号。当发射天线被分成2个不重叠的组来用于信号发射时，采用常规技术的参考文献中所公开的方案，那么接收天线的数量不足以用来解码发射信号。例如，假设第一组具有3个发射天线而第二组具有一个发射天线。当解码第一组发射信号的时候，接收机通过消除第二组发射信号来提供3级分集。如果成功地执行了对第一组发射信号的解码并且消除第一组对接收矢量的影响，那么可以在对第二组发射信号解码期间提供2级分集。然而，如果对第一组的发射信号的解码失败，则该方案会致使产生误差传播。
参考图6，现在将说明根据本发明的实施方案的重叠空时编码以及相应的发射操作，以提供多路增益为2的3级分集并且解决了误差传播的问题。图6中，第一组G1中的天线包括发射天线ANT1，ANT2和ANT3，而第二组G2中的天线包括发射天线ANT2，ANT3和ANT4。假设发射天线ANT1到ANT4具有相同等级。
假设代码C1，C2和C3是图7中所示的BPSK编码。方程式(17)给出了上述代码的定义：
F1(x1，1)＝x1，1，
F1(x2，1)＝x2，1，
F3(x3,1,x3,2)=22(x3,1+-1ix3,2),]]>
F4(x4,1,x4,2)=22(x4,1+-1x4,2).----(17)]]>
如果c1，c2和c3在时间t上的输出码元分别是ct1，1ct2，1ct3，1和ct1，2ct2，2ct3，2，则从天线ATN1，ANT2，ANT3和ANT4发射的码元qt1，qt2，qt3和qt4在方程式(18)中被定义：
qt1=ct1,1,]]>
qt2=ct1,2,]]>
qt3=22(ct2,1+-1ct2,2),]]>
qt4=22(ct3,1+-1ct3,2).----(18)]]>在方程式(18)中，经由发射重叠输出码元的天线ANT4发射的码元qt2是4-PSK(四相移相键控)星座的一个元素。通过天线ANT3发射的码元qt3也是4-PSK星座的一个单元。不同于qt2和qt3，经由天线ANTl和ANT4发射的码元qt1和qt4是BPSK星座的元素。
为了解码C1，接收机抑制来自发射天线ANT2的发射信号。在该情况下，如图8中所示，为了对C1进行解码，可以利用网格图中的平行转移图来消除由未知量ct2，2和ct3，2所引起的干扰。
参照图8，两个特定状态之间的所有可能的平行转移被写在连接线段上。每一分支的第一码元是BPSK星座的元素，而每一分支的第二和第三码元QPSK星座的元素。接收机的解码器通过将看作接收的字，将看作信道矩阵，并对图8中所示的网格图施加维特比解码，能够确定发射代码字和C1的比特。这样的操作能够采用在文件V.Tarokh，N.Seshadri，and A.R.Calderbank，“用于高速数据速率无线通信的空时代码：性能标准和代码结构”IEEE Trans.Inform.Theory，第44卷，744-765页，1998年3月，中所公开的方案。同样可以执行对C2的解码操作。
能够很容易地证明本发明实施方案的编码和解码操作提供4级分集。
得益于上述两个实施方案，假定给定多路增益γ并且采用N个发射天线和M个接收天线发射信号，则可以实现分集增益(N-γ+1)(M-γ+1)。此外，在重叠空时代码的解码过程中，为了消除一组对接收字的影响并且在每组执行解码的同时在另一组执行解码，有可能获得较高级别的分集。例如，在第二个实施方案中，如果消除了C1解码之后第一组对所接收的字的干扰，第二组将采用6级分集来解码。
通过对所有组执行解码的同时，通过消除所有其它组对接收的字的干扰，来执行每组不同步骤的解码。通过这样的重复操作提高了解码性能对本领域的普通技术人员来说是显而易见的。
虽然参考本发明的特定优选实施方案已经表示并描述了本发明，但是本领域的普通技术人员应该理解，任何形式和细节上的改变都不会脱离如所附权利要求所定义的本发明的精神和范围。