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1、10申请公布号CN104218895A43申请公布日20141217CN104218895A21申请号201410441693822申请日20140901H03D7/1620060171申请人中国电子科技集团公司第五十五研究所地址210000江苏省南京市白下区瑞金路街道中山东路524号72发明人姚常飞周明罗运生许从海74专利代理机构南京苏高专利商标事务所普通合伙32204代理人柏尚春54发明名称高次谐波混频器57摘要本发明公开了高次谐波混频器，包括射频RF信号电路匹配网络、本振LO信号电路匹配射频带阻网络、中频IF信号低通电路匹配网络；根据谐波混频次数N，所确定的对应混频二极管路数N、N路RF。
2、信号和LO信号功分网络、及LO信号移相网络。本发明提出的高次谐波混频器可以实现空闲频率信号的回收利用，无需设计相应的信号回收网络，降低了高次谐波混频器的变频损耗，提高了RF、LO、IF信号端口间的隔离度。51INTCL权利要求书1页说明书3页附图1页19中华人民共和国国家知识产权局12发明专利申请权利要求书1页说明书3页附图1页10申请公布号CN104218895ACN104218895A1/1页21一种高次谐波混频电路，包括射频匹配网络1，本振匹配射频带阻网络2，中频低通匹配网络3，N路射频信号功分网络4，N路本振信号相移网络5，N路本振信号功分网络6，N路混频二极管7；其中，本振信号经过该。
3、N路本振信号功分网络6，该N路本振信号相移网络5、该N路混频二极管7；射频信号经过该射频匹配网络1；射频信号和本振信号在场效应管进行混频，本振谐波抑制网络对场效应管非线性特性产生的本振谐波信号进行抑制；获得的信号进行功率合成，最后通过该中频低通匹配网络3输出中频信号。2一种高次谐波混频电路，包括射频匹配网络1，本振匹配射频带阻网络2，中频低通匹配网络3，N路射频信号功分网络4，N路本振信号相移网络5，N路本振信号功分网络6，N路混频二极管阵列8；其中，本振信号经过该N路本振信号功分网络6，该N路本振信号相移网络5、该N路混频二极管阵列8；射频信号经过该射频匹配网络1；射频信号和本振信号进行混频。
4、；获得的信号进行功率合成，最后通过该中频低通匹配网络3输出中频信号。3根据权利要求1所述高次谐波混频电路，其特征在于N路RF信号功分网络4输出端与N路混频二极管7的负极或正极互连、N路LO信号功分网络6输出端与N路LO信号相移网络5输入端互连；N路LO信号相移网络5输出端与N路混频二极管7的正极或负极互连。4根据权利要求1所述高次谐波混频电路，其特征在于N路RF信号功分网络4输出端与N路混频二极管阵列8的负极或正极互连、N路LO信号功分网络6输出端与N路LO信号相移网络5输入端互连；N路LO信号相移网络5输出端与N路混频二极管阵列8的正极或负极互连。5根据权利要求1或2所述高次谐波混频电路，其。
5、特征在于射频匹配网络1、中频低通匹配网络和N路射频信号功分网络4输入端的公共端点为A接点；本振信号匹配射频带阻网络2和N路本振信号功分网络6输入端的公共端点为B接点。6根据权利要求1或2所述高次谐波混频电路，其特征在于射频匹配网络、中频低通匹配网络、本振匹配射频带阻网络均可采用高低阻抗线或支节线结构。7根据权利要求1或2所述高次谐波混频电路，其特征在于射频及本振N路信号功分网络均可采用的威尔金森功分器或90度电桥结构。8根据权利要求1或2所述高次谐波混频电路，其特征在于本振信号移相网络亦可采用传输线结构。权利要求书CN104218895A1/3页3高次谐波混频器技术领域0001本发明涉及微波电。
6、子器件领域，尤其涉及一种适用于开发微波、毫米波及亚毫米波低变频损耗、高端口隔离度的高次谐波混频器。背景技术0002混频器是微波电子系统中不可缺少的元部件，广泛应用于通信、雷达、遥感及测试仪器等领域，其性能优劣对所应用的场合有着极其重要的影响。目前，微波基波混频器技术已经成熟，基本实现了MMIC化，正往毫米波及亚毫米频段发展，但谐波混频器特别是高次谐波混频器研究较少，其研究难点在于实现高次谐波混频的低变频损耗、高隔离度。0003谐波混频器作为混频器两大类之一，与基波混频器相比，解决了高工作频率、高性能本振源设计技术难度大、成本高的问题，但谐波混频器变频损耗高、电路设计相对复杂，因此研制出低变频损。
7、耗、高端口隔离度等性能指标的高次谐波混频器存在技术问题。发明内容0004有鉴于此，为了解决现有技术中的不足，本发明提出了一种高次谐波混频器。本发明可实现低变频损耗、高端口隔离度、高1DB压缩点、电路设计简单的目的。0005本发明一实施例提出了一种高次谐波混频电路，包括射频匹配网络1，本振匹配射频带阻网络2，中频低通匹配网络3，N路射频信号功分网络4，N路本振信号相移网络5，N路本振信号功分网络6，N路混频二极管7；0006其中，本振信号经过该N路本振信号功分网络6，该N路本振信号相移网络5、该N路混频二极管7；射频信号经过该射频匹配网络1；射频信号和本振信号在混频二极管进行混频，本振信号功分网。
8、络对混频二极管非线性特性产生的其它谐波混频信号进行抑制；而所需的谐波混频出的中频信号在A点进行功率合成，最后通过该中频低通匹配网络3输出中频信号。0007作为一改进，N路RF信号功分网络4输出端与N路混频二极管7的负极或正极互连、N路LO信号功分网络6输出端与N路LO信号相移网络5输入端互连；N路LO信号相移网络5输出端与N路混频二极管7的正极或负极互连。0008本发明又一实施例还提出了一种高次谐波混频电路，包括射频匹配网络1，本振匹配射频带阻网络2，中频低通匹配网络3，N路射频信号功分网络4，N路本振信号相移网络5，N路本振信号功分网络6，N路混频二极管阵列8；0009其中，本振信号经过该N。
9、路本振信号功分网络6，该N路本振信号相移网络5、该N路混频二极管阵列8；射频信号经过该射频匹配网络1；射频信号和本振N次谐波信号进行混频；获得的所需中频信号在A点进行功率合成，同样通过本振信号功分网络对其它谐波混频信号进行抑制，最后通过该中频低通匹配网络3输出中频信号。0010作为一改进，N路RF信号功分网络4输出端与N路混频二极管阵列8的负极或正极互连、N路LO信号功分网络6输出端与N路LO信号相移网络5输入端互连；N说明书CN104218895A2/3页4路LO信号相移网络5输出端与N路混频二极管阵列8的正极或负极互连。0011作为一改进，射频匹配网络、中频低通匹配网络、本振匹配射频带阻网。
10、络均可采用高低阻抗或支节线线结构。0012作为一改进，射频及本振N路信号功分网络均可采用威尔金森功分器或90度电桥结构。0013作为一改进，本振信号移相网络亦可采用传输线结构。0014本发明的优点其目的在于针对高次谐波混频器设计技术难度大、空闲频率信号回收利用设计复杂、变频损耗高、隔离度低等技术难题。附图说明0015图1为本发明一实施例高次谐波混频器电路结构图；0016图2为本发明又一实施例高次谐波混频器电路结构图；0017图3为本发明另一实施例四次谐波混频器电路图。具体实施方式0018下面结合附图与实施例对本发明作进一步的说明。0019图1为本发明一实施例高次谐波混频器电路结构图。参见图1，。
11、本发明提供的高次谐波混频电路，该电路包括RF匹配网络1、LO匹配射频带阻网络2、IF中频低通匹配网络3、N路RF信号功分网络4、N路LO信号相移网络5、N路LO信号功分网络6、N路混频二极管7；0020高次谐波混频电路的N路RF信号功分网络4输出端与N路混频二极管7的负极或正极互连、N路LO信号功分网络6输出端与N路LO信号相移网络5输入端互连；N路LO信号相移网络5输出端与N路混频二极管7的正极或负极互连。高次谐波混频电路的N路混频二极管7也可由N路混频二极管阵列8替代实现。0021图2为本发明又一实施例高次谐波混频器电路结构图。如图2所示，该实施例的附图结构中，对应于上一实施例的相同结构省。
12、略其详细说明，对应于该实施例的结构中，与上一实施例不同结构在于N路混频二极管优选地采用、N路混频二极管阵列8。0022通过增加N路混频二极管每路二极管的数目，能降低每路二极管的有效电阻，进而降低混频器的变频损耗，同时还能有效地提高谐波混频器1DB压缩点。0023下面以图1内的RF匹配网络1、LO匹配射频带阻网络2、IF中频低通匹配网络3、N路RF信号功分网络4、N路LO信号相移网络5、N路LO信号功分网络6为例进行说明，但本发明的保护范围不局限于所述实施例。0024图3为具体实施的四次谐波混频器电路，为便于与其它电路互联或集成，RF、LO信号输入和IF信号输出端口都采用了标准的50欧姆阻抗。其。
13、中，LO信号经过90度电桥及传输线移相后，实现四路功分，且传输至四个混频二极管的LO信号相位差依次为90度，即本振N路信号功分网络及移相网络采用90度电桥和传输线的组合结构实现。RF信号四路功分则采用威尔金森功分器实现其传输至混频二极管。IF信号回路则采用LO信号四分之一波长LO/4接地传输线实现，泄漏到本网络的信号则通过RF信号四分之一波长RF/4开路线实现回收利用，形成RF信号带阻特性。IF和RF信号输入匹配采用了高低阻抗线实说明书CN104218895A3/3页5现阻抗匹配，同时IF信号匹配网络还能实现对RF信号的带阻功能。0025作为再一实施例，该实施例的结构中，对应于上一实施例的相同。
14、结构省略其详细说明，对应于该实施例的结构中，与上一实施例不同结构在于四路混频二极管优选地采用、四路混频二极管阵列。0026本发明提出了基于混频二极管的高次谐波混频电路结构，利用该电路结构，可以根据所要求的谐波混频次数N，确定相应的二极管路数N及N路功分和相移网络，使空闲频率信号通过相位抵消得以回收利用，这样不仅能有效地降低变频损耗、提高端口之间的隔离度，而且提高增加每路混频二极管数来提高混频器的1DB压缩点、同时还降低了每个二极管阵列的有效电阻，进一步实现了混频器变频损耗的降低。0027本发明通过设置N路LO信号移相网络，实现了输出的N次谐波器N路IF电流项NFLOFRF同相相加，其它低次谐波。
15、混频电流项N1FLOFRF，N次以上混频电流项由于幅度较小，可忽略不计，在输出中频端点A通过求和，可知其电流和为零，因此端点A对低次谐波混频电流项形成开路点，即此部分混频电流在二极管环路内部流动，实现了对其的回收利用，到达了降低高次谐波混频器变频损耗、及高次谐波混频器设计难度的目的。0028本发明泄漏到RF或IF端即端点A的每路LO信号，其相移角度依次为2KN，泄漏的LO信号能量在一样的情况下，通过对其幅度求和，计算可知泄漏到端点A的总LO信号功率幅度和为零，在该点LO信号形成短路点，实现LO信号的全反射，即可实现LO端口到RF及IF端口的理想隔离。0029本发明通过泄漏到LO端的RF信号总相移为2KN次谐波混频器RF信号频率近似为LO信号频率的N倍，在RF信号在B点处同相相加，LO信号电路匹配网络可同时设计为RF信号带阻滤波器，在B点形成短路或开路点，以实现RF端口到LO端口的理想隔离。0030以上所述仅为本发明的较佳实施方式，本发明的保护范围并不以上述实施方式为限，但凡本领域普通技术人员根据本发明所揭示内容所作的等效修饰和变化，皆应纳入权利要求书记载的保护范围内。说明书CN104218895A1/1页6图1图2图3说明书附图CN104218895A。