第4485483号美国专利叙述了一种含有将差信号压扩的立体声广播系统，它能与现有的接收机兼容，並且通过信噪比的改善可明显扩大调频广播电台的覆盖面积。在该专利系统中，如图1所示，将立体声的声频信号源L和R进行矩阵变换，以得出立体声的和、差信号M、S。在发射机中，差信号S对第一副载波信号进行调幅，同时，还送到压缩器以压缩其动态范围，产生出压缩差信号S′。压缩差信号S′用以对与第一副载波信号同频而相位正交的第二副载波信号进行调幅。这里，采用了抑制载波的双边带调幅，由于副载波信号的频率足够高，可保证已调幅波信号的下边带与M信号之间有一定的频率间隔。在此频率间隔内传送一个常规的低电平的基准相位导频信号，供接收机检测用。M信号、两个已调幅波信号和导频信号一起对一个高频载波进行频率调制，以便发送给一个或多个远方的接收机。接收机中包括一个解调器，用以解调出M信号、常规的差信号S和压缩的差信号S′;还包括一个扩张器，用以互补扩张所得到的压缩差信号。将扩张后的降噪型差信号与接收到的和信号M混合，得出原来的声频信号源L和R。除了能改善接收信号的质量外，该系统的广播
覆盖面积也比现行的双声道业务的覆盖面积要大。
第4602380号美国专利叙述了上述系统中使用的压缩器和扩张器，并讲述了在接收机中将常规的立体声差信号S与压缩的立体声差信号S′相混合，并将得出的信号进行扩张以得到降噪型差信号，再用此差信号与和信号M进行矩阵变换。第4，602，381号美国专利叙述了把差信号S用作基准信号，以控制接收到的压缩差信号S′的扩张，使扩张后差信号的幅度等于非压缩差信号的电平，做到扩张器自适应于发射机中可能采用的任何压缩特性。
如果将常规的接收机适当地调整得不检测附加的压缩差信号，则上述三个专利中所述的系统也与它们相兼容。然而，当接收机的调整不能保持导频信号与副载波之间适当的相位关系时，就会出现问题，在这种情况下压缩差信号将对非压缩差信号发生串扰，并视相位失调的方向，串扰可能加强也可能减弱常规的差信号。串扰大小受到压缩信号的压缩量（增益）和相位调整误差量两者的影响。如果相位误差是负的，则串扰将反相，它会使呈现的立体声声场宽度潜在地变窄。和果相位误差是正的，则串扰将同相，它会使立体声的声像变宽。实际上，由于大多数接收机的调整都能处在容限范围之内，所以上面两种效应几乎不会出现。
然而，在运行车辆内接收，多径传播现象会使这个问题更加严重;这时，接收天线既收到直射波信号，也能收到因地形因素或人工建筑造成的由多径来的延时的反射波信号。根据反射波的延时时间，多径传播会减小接收到的射频信号的电平，因而造成多噪声的接收或整个信号的丢失。在常规的立体声接收机中，上述效应的特点是随着车辆驶过多径空间时，噪声瞬间突发。除射频信号衰落外，接收机中多径信号之和还会使导频信号与立体声差信号之间的相位关系畸变。如果
发射信号中还包括附加的压缩差信号S′，则除了噪声外，这种瞬时相位误差还能导致串扰的瞬间突发。由于压缩差信号的电平一般高于非压缩差信号的电平，如果相位误差导致两个立体声差信号的串扰相加，则可听到声音的大声突发。如果正交声道中差信号的总压缩（增益）减小，则上述效应可以减轻，但这样做也将减低降噪功能的有效性。
业已发现，通常，最普通而有害的多径传播的特征是较短的延迟时间和有用信号与无用信号比值（D/U）低。这种接收条件在城市环境中由于钢结构建筑物成为射频信号有效反射体，在其附近会经常遇到。还发现，当压缩信号声道和非压缩信号声道中声频信号同相时，可闻的串扰更讨厌，而当这两个信号反相时，此效应减轻。这种现象可以用上述导频单音的相位误差来解释。
参阅1984年6月205期《EBU技术评论》中T·勃泽特（T·Bossert）的题为“多径传播对汽车中接收VHF/FM造成的损伤及改善接收机的可能性（ImPairments to VHF/FM recePtion in motor Vehicles coused by multiPath ProPagation end POssibilities for imProving reoeivers）”文章中所述的分析方法，图2的曲线说明了衰减且延时的19千赫信号对19千赫导频单音的影响。有用信号或指向信号由矢量D表示，滞后角为α的无用信号由矢量U表示，这两个信号的矢量和由标有∑的虚线矢量表示。为了说明原理，假设无用信号U比有用信号的电平低3分贝，延迟时间约等于增加1英里信号通路的传播时间。可以看出，合成矢量的相位误差φ总为正，除非延迟时间超过导频单音周期的一半或即大约26微秒，这相当于D-U信号路径差约为5英里。可以想象，当延迟时间接近这种较大的数值时，无用信号的幅度将由于
受较长传播路径的衰减而减小。因此，对于大部分多径信号，误差角φ不会是负的。于是，根据这个分析，可望将压缩差信号声道的声频相位设定得能使兼容接收中性能下降最小。
如前面所述，可以通过减小压缩差信号的增益来减轻串扰对常规差信号性能下降的影响;但是，如果所有频率上增益都以相同的数量减小，降噪的有效性将下降。然而，专利申请人认识到，根据他本人早期对人耳听觉频率响应的分析，可以减小压缩差信号中低频信息的电平，并不影响降噪感觉。这种可能性的原因在于，第3，594，506号题为“响度级指示器”（Loudness Level Indicator）的美国专利中所述的等响度曲线，示例出了人耳听觉器官的频率灵敏度。等响度曲线以曲线族形式给出了等响度的响度级与频率和声压级间的函数关系。等响度曲线可通过主观测试小组对粉色噪声倍频带的感觉来得出。粉色噪声的特点是每个倍频带内具有等能量分布。等响度曲线表明，对于给定的响度级，人耳对低于约1000赫的声频的灵敏度比之约1000赫上的声频灵敏度要低。本申请人认识到，在常规的调频立体声接收机中，可以利用这种效应来减小压缩差信号S′对差信号S的串扰，而在扩展范围系统的接收机中并不感觉降噪性能下降。
为了使本发明的调频立体声广播系统与美国联邦通信委员会（FCC）批准的现有的双声道立体声系统相兼容，发射机内的立体声发生器将立体声有关的左信号L和右信号R相加，以形成频率约达
15000赫的和信号M，此外，再加上被抑制的、双边带38千赫副载波信号S和供接收机同步用的19千赫导频信号。因此，该信号有图1所示的基带频谱，其中包含一个大约50赫到15千赫的单声道信号M、一个19千赫的导频信号和一个23千赫到53千赫的常规的立体声差信号S。与第4，485，483号专利中叙述的系统一样，压缩差信号S′对38千赫的正交副载波进行调幅，然后与常规的调频复合信号相加。
产生这种复合信号的发射的发射机示于图3，它有所改进，以使由多径传播引起的有害串扰最小;为了简单起见，图中省略了某些较为普通的发射机电路。两个来自分立声源（图中未画出）的声频信号L和R通过常规的75微秒预加重网络6和8后分别送到常规的矩阵网络10的两个输入端，该网络例如由求和放大器组成，在该矩阵网络的输出端产生M＝（L+R）和S＝（L-R）两个声频信号。单声的和信号M经过第一延时器12后加到加法器14的第一输入端，立体声差信号S通过第二延时器16输入到第一调制器18，其输出加到加法器14的第二输入端。如频率与信号幅度以对数刻度表示的图4的上部曲线所示，常规的差信号声道具有20赫左右到15000赫左右的声音频谱，并且幅频特性十分平直。为了防止声音信号不受19千赫导频单音的干扰，故上限频率限制到15千赫左右。又为了将非压缩差信号声道与图4下方所示的压缩差信号声道进行幅度比较，图中非压缩差信号副声道的幅度为0分贝。
按照本发明，为使正交的压缩差信号对常规的差信号的串扰最小，压缩声道内节目信号的相位相对于非压缩声道是反相的，并从图4的下部曲线中可以很好地看出，在低端频率上幅度受到衰减。以S′标
志的压缩差信号具有与常规的差信号副声道一样的高频和低频界限，并且如果不按照本发明的原理作出改变，它将有20分贝的相对幅度;也就是说，该压缩器（后面要说明）比标准立体声差信号电平一般引入高出约20分贝的增益。如图4所示，在1000赫左右到15000赫左右的范围内压缩差信号的幅度为20分贝，而从1000赫左右到100赫左右以每倍频程约6分贝的速率滚降，直到0分贝电平，也就是非压缩差信号的电平，并在到达通频带下限之前保持于这个电平上。简要地说，在正交调制器中进行调幅的压缩差信号，从通频带的下限起到大约100赫频率，与非压缩差信号有一样的幅度，然后幅度增大，在大约1000赫频率上电平增加到20分贝左右，并在频谱的其余部分保持这一电平。
有一个10赫的频率成分随着压缩差信号在正交声道内传送，用以对配备有相应电路的接收机指明接收的信号中包含有压缩差信号。由于这个10赫成分的幅度很小，因此没有画在波形旁的刻度上。立体声差信号的幅度引起40%至50%的射频载波总频偏，而插入的识别信号的电平只引起1%的射频载波频偏，识别信号放在它所表征的正交副声道中不仅是合适的，而且由于它存在于正交声道中，对于现有的立体声和单声接收机它是不显露出来的。
虽然图4的曲线示出在1000赫到100赫频率范围内有20分贝的滚降，但这两个频率的界限不是严格限定的，滚降特性也不是严格限定的。滚降的目的是要减小在常规接收机中多径失真的可闻效应;然而，又认识到，当信号被互补地扩张时，滚降会减小降噪作用，换句话说，在大约1000赫以上的频谱部分有很大的降噪效应，而在大约100赫以下的频率部分降噪效应很小或者根本没有，至少从
电压上测不出来。不过，由于人耳听觉系统在较高的声音频率上响应最灵敏，所以图4波形的斜率最好与人耳听觉等响度曲线对应的斜率十分相近。
现在回过来说明图3，为了得到具有图4所示幅频特性的压缩差信号S′，来自矩阵10的差信号S加到压缩器20，它可以是前述第4，602，380号美国专利中叙述的型式，包括一个用于控制输入信号增益的可变增益装置和一个对可变增益装置产生控制信号的电路，该电路包含一个随输入信号产生相应直流信号的整流器，直流信号基本上随输入信号动态地变化。然后，压缩差信号S′加到均衡器22，这可以是一个常规的滤波器，其中包括一个设计在1000赫左右开始滚降的高通段和一个滚降到0分贝电平后在大约100赫频率之下停止滚降的截止滤波器。
均衡器22的输出加到一个反相器24上，它相对于差信号S将声音移相180°。虽然均衡滤波器和反相器各以单独的功能方框示出，但实际上可以是一个兼有反相作用的滤波鳎诘ヒ坏牟考诟鏊璧姆迪煊拖辔环醋Ｑ顾醪钚藕臩′经均衡器22变成图4所示的幅频特性，然后加到第二调制器26的输入端，其输出送到加法器14的第三输入端，在那里与单声信号M和调制器18来的信号进行线性混合。
副载波和导频信号由载波发生器28输出，载波发生器提供38千赫频率的正弦波信号，该信号送到调制器18，也送到公知结构的移相网络30，以使加到调制器26的副载波信号与加到调制器18的副载波信号相位相差90°。调制器18和26都含有公知结构的抑制载波调幅器，由两个音频信号分别对两个副载波进行调幅，以产
生出两个双边带、抑制载波的调幅信号。这两个信号与和信号M及也由载波发生器28给出的19千赫正弦波导频信号一起在加法器14内进行混合。然后将加法器14输出的复合信号送到发射机调频激励器32，对一个高频载波进行调频后予以发射。
图5示出压缩声音差信号相对于非压缩声音差信号倒相的测量结果。虚线曲线表示在1千赫音频信号上有20分贝压缩时压缩差信号S′对同相的非压缩信号S的串扰分贝数，当延时的发频信号与有用信号180°反相时，这种串扰效应最明显。但当两声频信号反相时，如图5中实线曲线所示，串扰的峰值电平受到衰减。
本发明的接收机方框图示于图6。为了简单起见，某些更常规的调频接收机电路（例如射频级、中频级和鉴频器电路）没有画出，在必要时仅作简要的叙述。接收到的调频信号在接收机/调频解调器40的射频和中频级（未示出）中放大，由公知的任一调频检波电路（未示出）解调出包含在接收信号中的声频信号，即M、S、S′信号和导频信号。用一个低通滤波器42把单声的和信号M与复合信号中的高频成分分离开，送到常规设计的反变换矩阵电路44的一个输入端。复合信号中其余的成分由一个通频带频率为19千赫到53千赫的带通滤波器46分离出来。而抑制掉这个频带之下的频率成分，然后加到S解调器48和S′解调器50。导频信号是用通常的方法（未示出）得到的，并送到载波发生器52，从那里再生出两个正交的副载波，分别送到解调器48和50。
为了对压缩差信号S′进行正确的扩张，将解调器50输出的声频信号调整成在它的整个频谱范围内有平直的幅频特性，并为了使它与解调器48输出的非压缩差信号同相，它的相位必须反转。为此，
解调器50的输出先送到均衡器52，它的幅频特性设计成与图4下部所示的特性基本上相反。该均衡器可以采用常规设计的滤波器形式。经过均衡，由反相器54进行反相，并象在发射机内那样，这两项处理可采用单个的反相滤波器来完成。然后，信号S′送到扩张器58，与压缩特性互补地受到扩张，以便在扩张器输出端获得降噪的信号S，当开关62处于图中所示位置时，信号S送到反变换矩阵44的另一个输入端。反变换矩阵44可以是常规的结构，它将M信号和降噪的S信号相混合而产生出2L与2R输出信号;然后，将幅度减小一半，便形成L和R信号，分别送到左、右扬声器（未示出）。这些都按常规的双声道调频接收机的典型方式工作。
另一种方法，按照上述第4，602，380号美国专利的技术，由反相器54的输出信号S′可以与非压缩差信号S在加法器56内相加，得到的和信号，送到扩张器58。
所述的接收机与常规的单声道和双声道立体声广播是兼容的。当接收单声道广播时，接收机/调频解调器40的输出仅包含有由（L+R）组成的单声信号M，它经过通滤波器42后加到反变换矩阵44，由于没有信号加到反变换矩阵的另一个输入端，因此在它的两个输出端都只有信号M出现，送到左、右扬声器。
借助于将开关62切换（最好是自动的）到图中所示的虚线位置，使解调器48的输出连接到反变换矩阵的另一个输入端，则接收机能放音出所接收的常规的双声道立体声信号。采用一个检测器。（未示出）可以实现这种自动切换，它能对前述的在压缩差信号副声道内传送的识别信号起响应。产生出一个将开关62切换到虚线位置的信号。这样，当接收常规的双声道立体声信号时，如前所述，M信号加到反变换矩阵44的一个输入端，来自解调器48的S信号加到另一个输
入端，经混合后产生出2L和2R输出信号，将每路信号的幅度减小一半再分别送到左、右扬声器。
所叙述的发射机和接收机实施例，在本发明范围内其形式和细节是容许改动的。例如，图4示出的压缩差信号S′的幅频响应转折频率可以不同于所示例的规范，譬如，这两个转折频率可以低一个倍频程，或者采用具有不同衰减斜率的均衡器时，其中任一个转折频率可以独自改变。送猓顾跗鳌⒗┱牌骱头聪嗦瞬ㄆ鞯奶匦约捌涫迪址绞揭踩菪碛心承┍涠段АＩ鲜鼍咛宓氖凳├鑫得餍缘氖纠炯际趿煊蚰诩际跞嗽苯窈蠡崽岢龅谋湫秃托薷模灰谴υ谒饺ɡ蟮脑蚝头段е冢冀皇游痉⒚鞯淖槌刹糠帧?