本发明涉及直流直流开关型变换器系列的功率（电源伏安/负载伏安）变换器。具体地说，本发明涉及组合式直流直流开关型变换器。更具体地说，本发明涉及（电流源）升压布局和（电压源）互反降压布局的差动组合，从而实现新组合的单象限直流直流开关型变换器。 E.E Landsman指出“……所有三种传统的开关型变换器电路（图1、2和3）都可以从标准的单开关器件派生出来。”参见E.E.E Landsman，“A Unifging Derivation Of SWitching DC-DC Coverter Topologes”，PESC′79 Record（IEEE POWer Electronies Specidlists Conference-1979，Publication 79 CH1461-3 AES），June 18-22，1979，P243。
Peter Wood指出“……当我们获得单象限直流-直流变换器时，我们发现，电压源是“降压”变换器（图2），而电流源是升压变换器（图1），无论从哪一点看，包括传递特性，它们是互反的……通常的“升-降”（图3）只不过是升、降变换器的级联……”，参见Peter Wood的“General Theorg of SWitching Power Converters”，PESC 79Record（IEEE Power Electronics Specidlsts Conference-1979，（Publication 79 CH1461-3AES），June18-22，1979，P5。
Slobodan M.Cuk等人指出：“……业已发现，降压变换器 （图2）、升压变换器（图1）和升压-降压变换器，以前被视为简单功率级的闭合三组元，实际上只是四种变换器系列中的三种。完成的这种变换器是……卡克（CUK）变换器。”参见Loman Rensink、Art Bronsn、Shi-Ping Hsu和Slobodan Cuk的““Design Of a Kilowatt Off-Line Switch Using a Cuk Converter”，Proceedings Of the Sixth National Solid-State Power Conversion Conferece，Mag 2-4，1979，PH3-2。
Robert D.Middlebrook和Slobodan M.Cuk指出：“……简单地级联两个基本的变换器即升压（图1）……和降压（图2）可实现一般的直流变换……得到相同的总直流增量……虽然这种变换器（图3）具有某些良好的特性（输入和输出电流都是连续的，即无脉动），但是也有某些附加的缺陷。这种变换器需要附加晶体管Q
2和二极管D
2，它们引起直流损耗和开关损耗的增加，从而大大降低变换器的效率，此外，其元件数量也增加，显得更加复杂。而且，一个开关晶体管需要浮动驱动电路，因此需要两个隔离的驱动电路，这就使变换器的驱动更为复杂。再者，不可能采用简单的手段把隔离特性引入这种变换器。参见Robert D.Middlebrook和Slobodan Cuk的美国专利4184197 1/1980，摘引3-63行，全引4-48行。
由于那么详尽地分析了现有技术的这些布局，所以下面仅讨论其要点（或者说不足之外）。升压变换器（图1）呈现淙氲缌鳎ǖ缌髟矗⒍闲涑龅缌骱痛莺鼸in/（1-δ）＝Eout。
隔离升压变换器（反馈）（图4）失去连续输入电流特性，由于电感器L1（图1）被并成反馈变压器T1（图4）。
降压变压器（图2）呈现断续输入电流（电压源）、连续输出电流和传递函数Ein（δ）＝Eout。
隔离降压变换器（前馈）（图5）需要附加变压器T2和二极管D3。
级联升-降变换器（图3）呈现连续输入电流、连续输出电流和传递函数Eout＝δ（Ein+Eout），从而实现一般直流-直流变换功能。设Ein（图1）＝a，Eout（图1）＝Ein（图2）＝b，Eout（图2）＝x，Ton/T＝δ，则升-降传递函数可以被求出。代入并移项得《a/（1-δ）＝b》（升压）、《b（δ）＝x》（降压），则《x＝δ（a+x）》（升-降）。设0＜δ＜1和0＜a＜8，则x可以从对δ的差动控制求出。
隔离的Cuk变换器（图6）以组合的布局实现一般直流-直流变换。然而，这种串联电容馈电、耦合电感器的布局，呈现某些不良的特性。这些不良特性包括以下几点。
（1）通路时输出电压反向;G.E.Bloom、A.Eris和R.Ruble指出：“运转中不良特性之一……即变电压极性反向……必须被防止或者减小到容许的量级;这可参见G.E.Bloom A.Eris和R.Ruble的“Modeling，Analgsis，and Design Of a Multi-Output Cuk Converter，”Proceeding Of Powercon7，March 24-27，1980，P11-14。
（2）要求有功分量衰减;Alan Cocconi和Slobdan Cuk指出：“……我们必须寻找能引入所需要的衰减方法……以别的方法衰减不能容许的极对高谐振峰值”;这可参见Alan Cocconi和Slobodan Cuk的”Design Of ZKW，100KHZ
SWitching Regulator for Space Shuttle”，Powerconversion International，January 1983，P14-15。
（3）右半平面零值;Alan Cocconi和Slobodan Cuk指出：“……频率响应含有很多难以处理的右半平面零值……对所有无源衰减的偿试无反应……;这可参见上述参考文献20-21页。
（4）布局效率低;这种串联电容馈电的配置要求变压器下的初级和次级在能量存储周期（Q1断）和能量传输周期（Q1通）都处于工作状态。在δ＝0.5的工作循环，根据公式irms＝0.5i
2+0.5i
2，这一困难使电阻性损加倍。第二因子0.5i
2从常用的前馈变压器损方程中消失。此外，T
1的无端接电抗（漏感）加倍影响（2）中所述的衰减损。
（5）额外的安全负担;C
1和C
2（图6）的“浮动”（未接地的）外壳配置必须考虑绝缘/安全，这在并联（接地的）电容器布局中不必顾及。
（6）需要复杂回路补偿;Alan Cocconi和Slodan Cuk指出：“以常用的手段闭合反馈回路的所有偿试，或者无益，或者导致……无用的态响应-远离所要求的技术规范;参见上述参考文献20-21页。
升-降布局（图3）被视为用来实现理想化的普通直流-直流变换功能。如果上面指出的看上去难以处理的不足之处（效率低、复杂性和不能简单绝缘，等）能被克服，那么级联升-降布局（图3）也许是单象限直流-直流变换的较好布局。
上面假设一个理想的电源伏安/负载伏安变换器至少应该包括下列目的：
它应该实现理想化的普通直流-直流变换功能;
它应该保证固有电路响应电源/负载的需要，特别是反馈回路参数;
它应该不靠功率消耗的衰减就能固有地稳定;
它应该在理想上呈现电源/负载的电压范围是无限的;
它应该只需要一阶反馈环路补偿和极小增益带宽;
它应该靠布局上的固有功能，以电流型环路控制来调度输入电压和负载电流的前馈;
它应该在内部电流流动为连续的和断续的情况下都能运转;
它应该不靠最小负载、预加载、辅助调整、或者其它电路控制，就能获得多样的、隔离的和稳定的输出电压;
它应该实现输出电压之间，以及输入与输出电压之间地电流隔离;
它应该消除过载或者短路时次级电压不平衡引起的输出电感器饱和;
它应该呈现连续的、无脉动的输入和输出电流;
它应该不蒙受现有技术布局上固有的缺陷而损耗功率、安全受限制或者极性反常;
它应该能做到较容易地得到元部件，而且不需要“奇异的”或尚待完善的设备;
它应该优于本发明所属技术领域一切已有电路的组合能力/性能密集性;
它应该把具有全新布局的第五种变换器（即变换器系列的倒数第二个成员）引入变换器系列之中。
本发明提供能使普通直流-直流变换功能理想化的新装置。本发明包括：（可被组合的）两个开关、（可被组合的）两个电源变压器、 四个或者六个整流器、（其一可被分接的）两个电容器、一个电感器和一个控制装置;它们组成新的组合式升-降布局。
开关对控制装置响应，使电源电压和电源电压升压成分电压接通至变压器。合成电流的环路分布导致组合升-降的能量从电源（径由整流器、电容器和电感器）传到用电负载。图1-5和图7-8中IIin和Iout的参考波形示出标准的合成电流结构。
因此本发明会达到下列目的：
实现理想化的普通直流-直流变换功能;
保证电路响应负载的需要，特别是反馈参数;
不靠功率消耗的衰减就能固有地稳定;
理论上呈现出电源/负载的电压范围是无限的;
只需要一阶反馈环路补偿和最小的增益带宽;
靠布局上固有的功能，以电流型环路控制来安排输入电压和负载电流的前馈;
在内部电流的流动为连续的和断续的情况下都能工作;
不凭借最小负载、预加载、辅助调整或者其它电路控制，就能获得多样的、隔离的和稳定的输出电压;
实现输出电压之间、输入与输出电压之间的电流隔离;
消除过载或者短路时次级电压不平衡引起的输出电感器饱和;
不会由于现有技术布局上固有的缺陷而出现功率损耗、安全受限制或者极性反常的现象;
能够实现元部件的获得是容易的，而且不需要“奇异的”或者尚待完善的设备;
优于本发明所属技术领域一切已有电路的组合能力/性能密集性;
把具有全新布局的第五种变换器（即变换器的倒数第二个成员） 引入变换器系列中。
图1示出（无隔离的）标准型单象限直流-直流升压变换器电路和伴随的波形。
图2示出（无隔离的）标准型单象限直流-直流降压变换器电路和伴随的波形。
图3示出（无隔离的）标准型单象限直流-直流级联升-压变换器电路和伴随的波形。
图4示出改型单象限直流-直流升压变换器电路（隔离，反馈）和伴随的波形。
图5示出改型单象限直流-直流降压变换器电路（隔离，前馈）和伴随的波形。
图6示出基本耦合电感器、串联电容馈电的Cuk变换器电路（隔离的），和伴随的波形。
图7示出单象限直流-直流电路实施例（隔离的）中派生的优选的电源伏安/负载伏安差动变换器，和伴随的波形。
图8示出单象限直流-直流电路实施例（隔离的）中确定为优选的电源伏安/负载伏安差动变换器。
为了描述本发明，根据公式Ein/1-δ＝Eboost（升压电压），设ton/T＝δ，ton＝toff，则Eboost＝2Ein;设电源变压器12和13的匝数比都为1∶1，并假设开关和单向导通装置都是理想的。
1.开关14和15处于通路的工作状态。
现参见图7，控制装置23选择网时把开关14和15闭合，这样，（经由单向导通装置16）跨接在直流电源11两端的电源变压器12的初级24，和电源变压器13的初级26就与升压成分 Eboost连通。Eout将（经由单向导通装置19）从Eboost（（由于接在初级26并被传输到次级27）减Ein（由于接在初级24并被传输到次级25）得到，因此将等于Ein。这样，开关14和15处于通的状态时，当0＜δ＜1、0＜a＜8，则差动传递函数x＝δ（a+x），即Eout＝δ（Ein+Eout）被证明。
2.开关14和15处于断路的工作状态。
再参见图7，控制装置23选择把开关14和15同时打开，这样，电源变压器12和13的初级24和26断路。这时，按照一般的反馈性能，初级24（经由单向导通装置17）接通于Ein和Eboost之间。在这一状态中，初级26不起作用。Eout将（经由单向导通装置20）从Eboost减Ein（由于接通初级24并被传到次级25）的运算得出，并将等于Ein。这样，开关14和15处于断的状态时，当0＜δ＜1、0＜a＜8，证明差动传递函数x＝δ（a+x），即Eout＝δ（Ein+Eout）。
3.通路时，用电负载22固有的稳定性和非环路分路能量的传输。
再参见图7，Eout中任何变数的增量将导致电源变压器12的绕组之间时电流的传输。由于Eout是Eboost-Ein（按变换）计算的结果，所以Eout的任何增值（由于用电负载22的减小）将反向偏置单向导通装置19，这就传输次级25的电流至初级24，直到电压达到平衡为止。同样，Eout的任何减小（由于负载22的增大）将反向偏置单向导通装置16，电流就从初级24传至次级25，直到电压达到平衡为止。
4.断路时用电负载22固有的稳定性和非环路支路的能量传输。
再参见图7，Eout中任何变数的增量将导致电源变压器12的 绕组之间时电流的传输。由于Eout是Eboost-Ein（按变换）计算的结果，所以Eout的任何增大（由于用电负载22的减小）将反向偏置单向导通装置20，这就传输次级25的电流至初级24，直到电压达到平衡为止。同样，Eout的任何减小（由于用电负载22的增大）将反向偏置单向导通装置17，使电流从初级24流至次级25，直到电压达到平衡为止。
5.现参见图8，通过电容器18的串联分接和把这个分接点接续到直流电源11正极的连接，实现上升传递函数右半平面零值的渐近消去。凭借反向并联的单向导通装置28和29，实现连续输入电流升高特性曲线的保持。直流电压源11相对于升压成分的任何波动（由于分接）将正向加偏压于单向导通装置28和29中的一个，这样，渐近地超过特征上升传递函数。这种干涉对升-降差动传递函数的上升分量x＝a（1-δ）是有效的。
6.把电感器30并入负载电鞫峡刺缏罚墒迪值缛?8的不大理想即零的等效串联电组补偿。电感器30具有增强单向导通装置20反向恢复的附加作用。
7.由于凭借因有电路的平衡，在此实现已有技术输出电感器的输出电流集功能，所以，与已有技术在最小额定负载时，连续电流通常需要的电感相比，次级25的电感可以被减小一个数量级。就尺寸、效率、响应特性及对输出电容器21的需要来说，电感减小的优点是多方面的，而且是明显的。事实上，不存在寄生效应（达不到的情况），本电路可能不需要输出电容器21。
8.对于熟悉本专业的人来说，这种已制成的变换器的种种特点（诸如本发明概述部分所列举的）是显而易见的，同样明显，对于任何给定的型式，用各种各样的方法都可以得到控制装置23。开关 14和15可被重新布局和增添，构成所有现有技术的电路配置，即推挽、半电桥、双晶体管发送、全电桥等。