本发明系关于一种用于电视装置的开关电源。 在一电视接收机中，由回扫变压器传送至音频负载电路的电力大小系受到两个因素的限制，一是扫描大小的音频感应调制，二是在诸如水平输出晶体管之类的偏转半导体功率元件上所产生的温度上升，当电视接收机采用一可控硅整流器（SCR）调节器时这些限制显得尤其严重，现已知可利用一些但较昂贵的方法以克服上述的限制，这些方法包括当每个频道的音频输出需要多于约1瓦特以上时，可采用一完全独立的电源。
本发明的一个特点是一电源，该电源可由现存的开关电源内的能量环流向一负载电路提供电能。一第一开关被耦合至一直流输入电压源，并被耦合至一能量储存电感，以构成一直流电源电压源。上述之第一开关的工作在上述电感上产生一开关波形电压。一电源变压器的第一绕组耦合至上述之直流电源电压源并由其激励，一第二开关耦合至上述之第一绕组，且与该第一开关同步操作，以在该变压器的第二绕组上产生一开关的波形电压，此波形电压与上述电感上的开关波形电压是同步地。此第二绕组被耦合至该电感上，并经由上述的电源变压器为环流能量在所述直流电源电压源与所述能量存储电感之间环流提供一磁路。一辅助绕组则电磁耦合至能量储存电感和一负载电路中，将至少一部份的环流能量传送至此负载电路中。
根据本发明的另一特点，一负载电路所需的能量供给系由两开关电源级共同分担。一第一开关级系被耦合至直流输入电压源和第一变压器上，以在此变压器的第一和第二绕组上产生第一和第二的开关波形电压。第一和第二滤波器级耦合至上述第一和第二绕组上，以构成相应的第一和第二直流电源电压源。一第二开关级耦合至一第二变压器的第一绕组上，并耦合至该第一直流电源电压上，以在此第二变压器的绕组上产生开关波形电压，一第三滤波器级耦合至该第二变压器的一第二绕组上，以构成一第三直流电源电压源。上述之第二和第三直流电源电压源系联合起来构成一第四直流电源电压源，一例如为音频电路的负载电路即是被由从第二和第三直流电源电压源联合产生的电能所构成的第四电压源所激励。
图1所示为用于一电视装置的调整开关电源，其包括一根据本发明的辅助电源;
图2a至图2g所示之波形系用以说明图一之电路的工作，和
图3所示为图1之辅助电源的变压器等效电路。
图1中，一用于电视装置中的开关电源级10包括一直流输入电压源130，该直流输入电压源130包括一耦合于一全波电桥整流器31的二个输入端36和37之间的交流主电压源30，以在输出端34和电流返回端35之间产生一未经调整的直流输入电压Vi。电容器32提供对电压Vi进行滤波。电流返回端35被标明为热地（hot grond）端，对于电击危害来说，它与主电源30不是电隔离的。
未经调整的电压Vi经由一水平的回扫电源变压器T1的绕组W2而耦合至一开关级SW1的一可控制的可控硅整流器开关元件SCR S1上。能量储存电感L1的一端耦合至此SCR S1的阴极上，而其另一端则耦合至一调整的B+电源端18上。电容器CO对在端18产生的一直流电源电压VO进行滤波。开关级SW1的第二开关元件二极管D1的阴极耦合至SCR S1与电感L1之间的结点上，而其阳极接地至热地端35。
直流电源电压VO耦合至回扫变压器T1的初级绕组W1上，并对它进行激励。一水平偏转级20耦合至上述之初级绕组W1上，且在初级线圈W1的带点端（dotted terminal）产生一开关波形电压回扫脉冲Vp。水平偏转电路20包含一水平振荡驱动器21，一回扫电容25，串联耦合的水平偏转线圈和S型电容器27，以及一扫描开关电路SW2，SW2包含一水平输出晶体管23和一并联的阻尼二极管24。一驱动变压器22在偏转电路20中提供热-冷电绝缘。
回扫变压器T1包括次级绕组W3，W4和W5，这些绕组与交流主电源30电隔离，绕组W3为一高压绕组，它激励一高压电路28，以于端U处提供一超快加速电位。一整流器42耦合在绕组W4的非带点端，且在每个偏转周期的扫描期间内导电，以在端49产生一直流电源电压V3，此电压并由电容器43滤波。电压V3向电视接收机中作为垂直偏转电路45的负载电路供电。次级绕组W4的带点端耦合至地参考电位6，该参考电位相对于电击危害来说是与交流主电源30电隔离的。一整流器39被耦合至绕组W5的非带点端，且在每个偏转周期的扫描期间内导通，以在端51处产生一直流电源电压V5，并由电容器48进行滤波。电压V5提供一电源电压给几个电视接收机的集成电路（图1中未示）。上述回扫变压器T1的其他绕组（图1中未示），也可供应其他的电源电压和同步信号至电视接收器的各不同电路中。
为了调整B+电源电压VO和回扫变压器得出的直流电压，一调节器控制电路29接受代表电源电压中变化的反馈电压Vf。该反馈电压Vf是在构成分压器一部分的电阻16的滑动臂处产生，耦合于电压端51和冷地端6之间的电阻器15，16和17构成了该分压器。
调节器控制电路29产生选通脉冲，该脉冲经由一同时也作为热-冷隔离栅的耦合变压器53供给可控硅整流器SCR S1上。为使SCR S1和二极管D1的开关与扫描开关装置SW2同步，一回扫脉冲电压从回扫变压器绕组W6被耦合至调节器控制电路。
工作时，调整器控制电路29在图2a至2g中所示的实线波形的水平偏转期t1至t8的扫描期间内的一可控瞬时t3时接通SCR S1。随着SCR S1的导通，端14处之阴极电压会相等于输入电压Vi和图2a所示的回扫次级绕组电压Vs的正扫描电压Vt（理想为具有一恒定值VT）的代数和。如图2b所示，在调节器电感L1上产生的电压VL1系等于在端14的电压与在被调节的B+电源端18上产生的电压VO之间的电压差。从时间t3至接近时间t4之扫描期间终点时，电压VL1为正值，且为一相对恒定的电平VB。电压VL1在电感L1上产生一向上倾斜之电流iL1，此电流由端34流出，作为一输入电流i1。如图2c所示。接近回扫开始，即接近时t4处，输入电流i1且因此电感L1上之电流i已达到一峰值ILM1。
在回扫期间，回扫绕组W2上的电压Vs为一负走向的脉冲电压Vr，具有相对于交流为零之峰值幅度VP。自回扫开始点，即接近时间t4处，直到在回扫期间内的稍后的时间t5，电感L1上的电压VL1之波形跟随着向下走向的回扫脉冲电压Vr。在t4至t5的期间内，在回扫脉冲电压Vr的影响下输入电流i1停止继续增加，并当电压VL1极性反向时稍微减小。
接近时间t5处，电压VL1已经减少至一负值一VA，该值大小相等于已调整之B+电压VO与二极管电压降Vbe之和。在SCR S1之阴极与二极管D1阴极的结点端14处之电压正好低于地电位，因此使二极管变成导通，并使得电流可流过电感L1。如图2d中的二极管电流iD1所表示，随着二极管D1在接近时间t5处导通，SCR S1之阴极因此被箝位至接近地电位。然而，阳极电压则在负回扫脉冲电压Vr的影响而减小。而因接近时间t5处时，由于SCR中的阳极-至-阴极主电流通路的反偏，SCR S1很快地变成不导通，如图2c中所示输入电流i1在接近时间t5处趋向零。
随着二极管D1导通，电压VL1被箝位至一负电压，且其大小相等于已调整的B+电源电压电平VO与1Vbe之和。电感L1上之电流iL1如图2d的二极管电流iD1所示，亦为一向下倾斜（ramp）的电流波形，在接近时间t7处，电感L1上之电流已经减小至零，且二极管D1变成反偏，因其中电流要朝反向流动。经过时间t7以后即已不再有电流流过电感L1，直至调整器控制电路29在下一个偏转周期的扫描期间中的一可控制的瞬时处使SCR S1进入导电状态为止。
为了调整B+电源电压和回扫变压器T1的输出电压以对应负载和交流线的变化，调整器控制电路29即根据反馈电压Vf而改变扫描期间内SCR S1的接通瞬间。
以下将描述图1所示之主电源10内的能量转换和电力流的情形。在t1至t3和t5至t8的期间内，可控硅整流器（SCR）S1为不导电的，且没有输入电流i1由电源端34流出。在此期间内，没有能量从输入电压源130处输送出去。
由时间t3（SCR S1被接通时）至扫描期间之终点（即接近时间t4处），一向上倾斜的电流i1由一未经调整的输入端34处流出，经过回扫变压器线圈W2、SCR S1和电感L1，而流向已调整的B+电源端180。在此段时间内，能量由输入电压源130供给，且被储存于电感L1内。在接近回扫开始的短暂的时间间隔t4-t5内，能量由渐减的电流iL1而自电感L1移出。
在回扫期间的较早的部分，能量在当初级绕组电流iP为负值时由回扫变压器初级绕组W1流至水平的B+滤波电容器CO。在时间t3至t4期间内，当电感电流iL1反射为初级绕组电流iP，能量将会由B+滤波电容器CO流出。
在扫描期间，在时间t1至t4之间，已调整的B+电压VO由扫描开关SW2提供至回扫变压器的初级绕组W1端上，该绕组的未带点端相对于带点端为正，被提供的电压VO将一向上倾斜的磁化电流分量发展成初级绕组电流iP，在图2e中由介于时间t1和t3之间的电流ipa所示。时间t3以后，SCR S1导通，由于绕组W1和W2的紧密的变压器耦合，在次级绕组W2上流动之电流i1将一附加分量加到初级绕组电流中。如图2c和2e所示，在时间t3-t5期间内，SCR S1导通，电流i1则会依变压器T1的线匝数比NS∶NP而逐步下降。因此，次级绕组电流iP的电流部分iPb会包括一磁化电流分量和一由输入电流i1所产生的变压器耦合电流分量。图2e所示中省略了由回扫变压器扫描整流源所产生的初级绕组电流分量。
在扫描期间的早期的部份内，初级绕组电流iP为负值且初级绕组W1的未带点端为正时，能量则会由初级绕组流至B+电源端18，并储存于滤波电容器CO中，而在扫描期间的稍后的部分中，初级绕组电流iP和初级绕组之未带点端上之电压皆为正值时，能量即会由B+电源端18流入初级绕组W1中，此能量中有一部分会被以大小增加的磁化电流的形式储存在回扫变压器中。
在回扫期间内，在时间t4至t8之间期间内，初级绕组电流为一通常的谐振波形电流iPc，如图2e所示。在回扫开始处之峰值IM1较在回扫终点处之峰值IM2为大，这表示经由回扫变压器至一回扫驱动负载电路（主要为高压负载电路28）有一净值的能量转换。
正因为回扫变压器的次级绕组W2与SCR S1串联耦合，当SCR S1在导通输入电流i1时，该次级绕组在扫描期间内的t3至t4时间段中作为一能量源。如图2a和2c所示，正电流i1流入次级绕组W2的带点端，而此带点端在扫描期间相对于另一未带点端而言为一负电压。因此能量由绕组W2流向电感L1和B+电源端18。
由次级绕组W2流出的能量通过由回扫变压器T1的磁性元件而从B+电源端18供给至初级绕组W1。因此在主电源10中，一循环能量由此产生，此循环能量是在初级绕组W1和次级绕组W2之间，经过回扫变压器T1的磁性元件和SCR S1和电感L1的电流通路的一闭合环路中流行。在接近回扫开始处之一短暂的时间间隔t4-t5内，能量由次级绕组W2流向端18，且此时图2a中的电压Vr为正，而当电压Vr为负时，则能量由电感L1流入绕组W2。
根据本发明的一个方面，一辅助的电源40可以利用在初级绕组W1和次级绕组W2之间的能量流动，以向一电视接收机负载电路，例如图1所示之音频电路46，提供适当的能源。在实行本发明此一方面时，一辅助绕组L2系被磁性地耦合至电感L1上，且缠绕于一公共铁心上，以构成一辅助的电源变压器T2，同时此变压器T2亦可做为一电击危害隔离栏栅。
以如图1所示之绕组L1和L2的绕线极性，绕组L2的非带点端被耦合至一独立的地端6，且其带点端被耦合至一整流器D2的阳极。一滤波电容器C2耦合至位于一辅助电源端52处的整流器D2的阴极。电源端52同时经由一相当小限流电阻47耦合至音频B+电源端50上。一滤波电容器41耦合至上述之音频B+电源端50。
工作时，当在每一偏转周期内SCR S1导通时，在图2所示之时间间隔t3-t5内，绕组L1的带点端相对于非带点端为负，因此在绕组L2的带点端产生一电平为-VB′的负电压VL2，如图2g所示。而在接近回扫开始处之t4-t5的时间间隔内，为电压VL1之转换电压之电压VL2之波形将会与图2a中电压Vr的波形的极性相反。
在时间t5以后，回扫脉冲电压Vr切断SCR S1的导通，同时二极管D1会使得电流在绕组L1内流通。调整的B+电源电压VO经由二极管D1加至绕组L1的两端，并通过变压器的作用在时间t5后产生大小为VA′的正电压VL2（如图2g所示）。二极管D2此时为正向偏压，向滤波电容器C2充电，以于端52处产生一辅助的直流电源电压V2，且此电压值比电平VA′值小1Vbe。
以下将以图3所示之电子等效电路说明辅助电源40的工作情况。图3中，一理想的变压器T2′包括一相当于图1之绕组L1的初级绕组W，且此绕组WL1也具有与绕组L1相同的匝数N1。变压器T2′包括一次级绕组WL2，此绕组相当于绕组L2，并具有与绕组L2相同的绕组匝数N2。电感lP相当于图1中之变压器T2的初级漏电感，电感lS相当于反射回初级的变压器T2的次级漏电感，而电感LM相当于变压器T2的分流（Shunt）或磁化电感。图1中的二极管D2在图3中被转换至初级端，且与次级漏电感lS串联，图1中之二极管D1在图3中与初级的漏电感IP串联，总阻抗Z相当于图1中与端52耦合的音频负载。
图1之电流iL2在图3中为流入理想变压器次级线圈WL2的电流。此电流转换为流入该理想变压器之初级绕组WL1和次级漏电感IS的初级绕组电流i′L1。图1中之二极管电流iD1在图3中为流入初级漏电感IP之电流。一磁化电流im在图3之变压器等效电路中为流入磁化电感Lm之电流，且其值等于二极管电流iD1和次级绕组电流iL2之被转换的部分电流i′L1的代数和。
图3的变压器等效电路在图2之时间t5出现，此时SCR S1被回扫脉冲电压Vr截断，二极管D1导通电流。因此，在图2d之时间t5时，图3之电流iD1在其最大值IMA，在大小上等于SCR S1在其截止瞬时流过之电流大小。而次级电流iL2和其反射电流i′L1两者因二极管D2的阻断状态，故在时间t5前皆为零。
在时间t5，当二极管D1变成导通，电容器CO两端产生之电压VO经由T-网路阻抗（IP，Lm，IS）而提供至图3之线圈WL1上，以在线圈WL两端产生电压V1′，而此时该线圈的带点端为正值。随着二极管D1在时间t5时导通，在电容器CO两端产生的电压VO加在串联耦合的电感IP和Lm上。
正因为磁化电感Im较初级漏电感IP大许多，因此在该磁化电感Lm上产生之电压Vm相当接近于电压VO之值。由于音频负载ZL的负载效应的结果，故辅助电源给电压V2和因此被转换的辅助电源电压Vi之大小甚至小于电压Vm之值。在时间t5，被转换的电流i′L1开始流经正偏二极管D2，并流经被转换的次级漏电感IS和磁化电感Lm。如图2f所示，被转换的电流i′L1在时间t5时开始斜坡上升，而其上升斜率则根据电压Vm和电压V1之间之电压差和被转换的次级漏电感IS的值而决定。因为图2f之电流i′L1呈斜坡上升，因此图2d之电流iD1以斜坡下降，并且该两电流的总和等于磁化电流im。
在时间t7，图3中二极管D1中之电流已经斜坡下降至零，同时该二极管变成反偏，以使电压VO和初级漏电感IP由该电路的剩余部分移去。时间t7以后，上述之被转换的辅助电源电压V1′则被加到磁化电感Lm和被转换的次级漏电感IS的串联电路的二端上。绕组WL1上之电流i′L1开始由其峰值斜坡下降至零，在图2f之时间t9处达到零，在此时二极管D2变成被阻断，在时间t5-t9期间当被转换之电流i′L1流过时，电容器C2被次级线圈电流iL2充电以重新补充因音频负载ZL所失去之电荷。
根据本发明的一特点，当电源40与一调整水平B+电源电压VO的主电源10一起使用时，该辅助电源40对辅助电源电压V2提供固有的负载调整。
现试举一音频负载由例如3瓦增加至例如23瓦的例子。图2之虚线部分波形适用于此种状况，为从输入电源130处提供此额外的音频负载电能，同时维持被调整的B+压电VO不变，调整器控制电路29在图2c之较早的瞬时t2接通SCR S1。输入电流i1在扫描期间内斜坡上升一较长的时间，并锏揭唤细叩姆逯礽LM2，并指示在时间t5当SCR S1截止而二极管D1开始电流导通的状态下在电感L1中的更多的存储能量，如图2d中虚线所示之电流iD1之波形，在时间t5处之二极管峰值电流iMb增加超过轻微负载状态之实线波形。
在时间t5，当图3之变压器等效电路产生时，转换的辅助电源电压Vi由于增加之音频负载而趋向于减小其电压大小。相反地，B+电源电压VO和因此磁化电压Vm则因主电源10的工作而趋向于保持稳定状态。加在被转换的次级漏电感IS两端的电压，作为磁化电压Vm和被转换的辅助电源电压V1′之电压差则在重音频负载下其电压值大于轻音频负载下的电压值。由于此一较大的所加的电压，因此电流i′L1和对应之电流iL2在重负载下时比在轻负载状态下时以更大的速率斜坡上升，如图2f所示之虚线波形和实线波形之比较所示。
由于磁化电流im等于电流iD1和i′L1之总和，电流i′L1的快速上升会导致电流iD由其峰值iMD快速下降，如图2d中虚线波形所示。此电流在重负载状态下将在更早的时间处，如时间t6处，即可达到零。
在时间t6，二极管D1变成被阻断，电流i′L1和iL2开始由时间t6处斜坡下降，直到时间t10为止，而在时间t10，二极管D2变成阻断，请注意图2f，在重负载情况下，电流iL2斜坡上升至一较大的峰值IMS2，且在时间t6后开始斜坡下降，下降之速率主要是由转换的辅助电源电压V1′的值和磁化电感Lm的电感值所决定。比上述之磁化电感Im小许多的被转换的次级漏电感IS之电感，对电流i′L1和iL2的下降速率几乎无影响。
被转换到辅助电源电容器C2以重新补充音频负载ZL所失去之电荷的能量大小，由图2f的曲线iL2下面的面积表示，而代表一较重音频负载状态之电流iL2之虚线波形下之面积，大于表示一较轻音频负载状态之实线波形下的面积。
类似地，图2d中电流i的波形下之面积表示回到B+滤波电容器CO之能量，此能量系于时t5时，当SCR S1变成截止时，从储存于电感L1上之能量获得。在重负载时，提供至B+滤波电容器CO之能量大小则小于在轻负载状态下供给之能量大小。
在时间t5时储存于电感L1内的能量在到在辅助的电源40内之二极管D2变成阻断时，将完全地自该电感中移去，由电感L1移去之能量分散至两个地方。一部分的能量在当B+滤波电容器CO被二极管电流iD1充电时会流入该电容器中，而剩余的部分则会于辅助电源电容器C2被电流iL2充电时流入该电容器C2中。
比较图2d和2f中之虚线波形和实线波形，可以注意到在重负载状态下，在时间t5时储存于电感L1内之能量流入辅助电源电容器C2中，以重新补充重负载的损耗的能量，该能量大于流入B+滤波电容器CO中之能量。在轻负载状况下，则情况相反;即，大部分的储存能量会供给至B+滤波电容器CO中，而较少部分流入辅助电源电容器C2中。
在辅助电源40中的变压器T2的设计参数是要使得在从例如3瓦的最小音频负载到例如23瓦的大音频负载这一较宽的音频负载范围上，能自动保持辅助电源电压V2能很好地被调整。因此图3之辅助电源40的变压器等效电路的固有情况是，在响应一个很小的辅助电源电压V2的感应负载下降时，辅助电源电流iL2会有很大的增大。举例而言，在轻音频负载下，辅助电源电压V2可以为25伏的大小，然而在重音频负载的状况下，电压V2则只减小一或二伏特，而变成24或23伏。
音频负载量可以一直增加到这样一点，在该点实际上所有在时间t5时储存于电感L1内之能量流到辅助电源电容器C2上，而没有任何能量被供给至B+滤波电容器CO。当达到此点时，任何音频负载的继续增加皆无法再使更多的能量被传送至电容器C2了。在此情况下，辅助电源电压V2快速地减小，因为从电容器C2移走的能量大于供给该电容器的能量。
根据本发明的一特点，由辅助电源40所供给的最大的能量，可因回扫变压器之次级绕组W2与SC S1共存于一电路中而被增大。SCR S1导通时，输入电流i1则流入电感L2中。此电流同时也必须流入绕组W2中。
斜坡上升的输入电流i1储存能量于电感L1中，以于时间t5后继续转换出来，此能量之源为输入电压源130;另一源则是环流能量，此能量从已调整的B+电源端18环流至初级绕组W1上，然后通过回扫变压器T1的磁性元件而进入次级绕组W2中，此环行能量接着回流到电感L1中。
储存于电感L1内的能量大于由输入源130单独供给至该电感L1上之能量。由环流能量得出的储存于电感L1中之能量较大的优点是能支持一个更大的最大音频负载。
在时间t5时储存于电感L1之能量，在低交流主电源电压和回扫变压器T1负载轻电子束电流的情况下为最小。在此种情形下，重音频负载将倾向于到达或超过辅助电源40的设计的范围，且倾向于导致辅助电源电压V2，及因此使得在端50处之音频B+电源电压V4的减小量超出所预期的。
根据本发明之另一特点，用以图1之动态变化的音频负载电路46之电力可以从辅助电源40和主电源10联合获得。为达到此一目的，诸如垂直B+电源电压V3的一回扫变压器次级电源电压，经由一限流电阻44而耦合至音频B+电源端50上。电阻44并被耦合在B+电源端49和音频B+电源端50之间。
随着需要增加，电流可以经由低值限流电阻47而由辅助电源端52而供给至音频B+电源端50，或者经由低值限电流电阻而由垂直B+电源端49而供给。限流电阻47做得显著小于限流电阻44，例如小于5至10倍。垂直B+电源电压V3则设计使得其额定值接近音频B+电源电压V4之额定值。选择垂直B+电源电压作为辅助电压的好处是鉴于这样的观点：使其成为具有与音频B+电源电压有差不多同样电平的高电压源。
除了最极端的负载外，在音频负载电路46的所有负载情况下，负载电流和电能主要通过上述之具较小值之电阻47由辅助电源端52流出。在最大的或极限负载情况下，当在辅助电源端52之电压V2倾向于开始显著减少时，垂直B+电源端49即经由电阻44提供相当多的负载电流量。因此，即使在极端音频负载情况下，音频B+电源电压V4仍可通过经由电阻44得到的额外电源电压源而保持相当稳定的状态。
图1所示的电压V2，V3和V4的值是对应于23瓦的重音频负载的情况，大约三分之二的负载电源和电能从辅助电源绕组L2经由端52流出，而另外三分之一从回扫变压器次级绕组W4经由端49流出。从电源端52和49至音频负载电路46的电能的相对的分配比例，可以通过调整电阻47和44的阻值而加以改变。
对于3瓦左右的轻音频负载，大约的电压值如下：电压V2＝25.5V，电压V3＝25V，电压V4＝25.4V。音频B+电源电压V4稍大于垂直B+电源电压V3，这说明小量电流从辅助电源端52经由音频B+电源端50流至垂直B+电源端49。在这种情况下，所有的音频负载功率由辅助电源40供给，通过改变辅助电源40的参数（例如变压器T2的匝数比），或者电阻47和44的阻值，音频B+电源电压V4将在轻音频负载情况下保持稍低于垂直B+电源电压V3，几乎百分之一百的能量仍通过辅助电源端52供给。
因重音频负载而在垂直B+电源端49上所增加之负载将倾向于使得垂直B+滤波电容器43两端之交流脉动增加。在垂直偏转45内之垂直放大负回馈电路，无法足够快速地响应该音频负载所感应之脉动来避免不希望有的该垂直偏转放大幅度的调制和光栅高度的调制。
根据本发明之另一方面，在垂直B+滤波电容器43两端产生的波纹电压经由电阻14和一电容器15交流耦合至调整器控制电路29，而此电阻14和电容器8系串联于垂直B+电源端49和电阻16之滑动臂之间。电容器43二端上的交流波纹向反馈电压Vf提供了一个分量，该分量可以这样一种方式调制SCR S1的导通时间，以便使得在某一方向改变已调整之B+电压VO，以抵消上述之音频感应波纹。SCR S1的水平开关速率之频率，系大的足以使辅助电源10能跟随并补偿在垂直的B+电源电压V3中之音频感应波纹。