本发明涉及一个用于感应电机的差频型矢量控制设备，该设备采用一个能够自动符合感应电机的转子电阻或互感变化的中枢网络。 在传统技术中，矢量控制系统常常作为一个可变速驱动系统用于感应电机中，该矢量控制系统被设计为与直流电机同样的方式来操纵感应电机，该系统将转子端分为一个扭矩轴分量和一个磁通轴分量，然后控制单个轴分量。
矢量控制系统被分为磁场定向型和差频型，在磁场定向型中，转子磁通被作为一个矢量用于控制一次电流;在差频型中，磁通矢量由感应电机参数的算术运算来控制。
图9示出了一个差频型矢量控制设备的功能方框图，其中参考号2标示一个作为受控目标的感应电机。
在这一矢量控制设备中，一个外部输出的转子磁通控制值φ2＊被输入到一个激励电流计算单元1和一个差频计算单元5，同样也是外部输出的一个速度控制值ωr＊被输入到比较器C1。输入给感应电机2的三相输入电流ia、ib和ic分别由电流检测器CT1至CT3检测，感应电机2的转速ωr由一个转速检测器3检测。
激励电流计算单元1利用下面的等式（1）由转子磁通控制值φ2＊计算一个激励电流控制值id＊，并将所得到的id＊加到一个比较器C2上：
id＊＝φ2＊/M+[L2/（m·R2）]·dφ2＊/dt （1）
其中，M是感应电机2的互感，L2是感应电机2的转子电感，R2是感应电机2的转子电阻。
比较器C1计算速度控制值ωr＊和转速ωr的偏差，并将所得的偏差加到一个控制校正电路4，设控制校正电路4将偏差放大，并将其结果作为一个扭矩电流控制值iq＊加到一个差频计算单元5和一个比较器C3。
该差频计算单元5利用下面的等式（2）由扭矩电流控制值iq＊计算一个差频控制值ωs＊，并将所得到的ωs＊加到加法器6：
ωs＊＝（M·R2/L2）·iq＊/φ2＊（2）
加法器6将差频控制值ωs＊和由转速检测器3所检测出的转速ωr相加得到一个一次角频率ωe，并将所得到的一次角频率ωe加到一个积分电路7，该积分电路7通过对一次角频率ωe作积分计算一个相位角θ，并将该相位角θ加到一个ROM8。
该ROM8构成一个存储表，它响应输入的相位角θ产生两相单位正弦信号sinθ和cosθ，并将这些单位正弦信号sinθ和cosθ加到坐标变换电路9和10。
坐标转换电路9利用下面的等式（3）和（4）将由电流检测器CT1、CT2和CT3所检测的三相电流ia、ib和ic分别转换为dq坐标系统（旋转坐标系统）的一个激励电流（直轴电流）id和一个扭矩电流（交轴电流）：
id＝cosθ·iα-sinθ·iβ （3）
iq＝sinθ·iα-cosθ·iβ （4）
其中：
iα＝K·（ia-ib/2-ic/2）
iβ＝K′·（ib-ic）
K =2/3,K′= 1/2]]>
另一方面，比较器C2将激励电流控制值id＊与所检测到的激励电流值id进行比较得到一个偏差εd＝id＊-id，一个控制校正电路11将偏差εd＝id＊-id进行放大并将一个放大输出ed＊提供给坐标转换电路10。输出ed＊作为一个电压控制值的d轴分量。同样，比较器C3将扭矩电流控制值iq＊和作为交轴分量的扭矩电流iq进行比较得到一个偏差εq＝iq＊-iq。一个控制校正电路12将偏差εq＝iq＊-iq进行放大并将放大的输出eq＊提供给坐标转换电路10。这个输出eq＊作为电压控制值的q轴分量。
坐标转换电路10利用下面的等式（5）和（6）将d轴和q轴的电压控制值ed＊和eq＊转换为三相电压控制值ea＊、eb＊和ec＊：
ea＊＝K·eα＊（5）
eb＊＝K·（-eα＊/2+eβ＊·3]]>/2） （6）
ec＊＝K·（-eα＊/2-eβ＊·3]]>/2） （7）
其中：
eα＊＝cosθ·ed＊+sinθ·eq＊
eβ＝-sinθ·ed＊+cosθ·eq＊
一个向感应电机2输出具有一个可变电压和一个可变频率的三相交流（Ac）功率的功率转换器可以由例如一个脉宽调制控制（PWM）转换器或一个双向离子变频器组成，该功率转换器13产生与由坐标转换电路10输入的三相电压控制值ea＊、eb＊和ec＊成比例的电压，并且控制感应电机2的电枢电流ia、ib和ic。
具有上述配置、用于一个感应电机的传统的差频型矢量控制设备实行控制操作，使得所检测的激励电流值id和扭矩电流值iq与其相应的控制值一致，从而取得与直流（DC）电机相当的特性。
然而，上面所述的传统的矢量控制设备具有一个缺点，即如果在常数（M，R2和L2）中包括了误差，那么激励电流计算单元1和差频计算单元5的运算精度就会下降，而这一缺点使得感应电机的输出特性恶化。
感应电机2的常数（M、R2和L2）随其型号或额定输出而变化，因此要确定它们的正确值是很困难的，虽然通常采用设计值来进行算术运算，但设计值是否完全与其实际值一致是不正确的，因此，能否实现精确的矢量控制是值得怀疑的。
在实际应用中是这样的：在测量稳态特性时，一个熟炼的工程师进行一次测试操作，然后将常数（M、R2和L2）调整到认为是最佳的值，这种调整既费时、又费钱，而且只能对具有大量感应电机的一个通用电机进行粗糙的调整，这产生了一些问题，如降低电机的输出性能。
感应电机的转子电阻R2随着转子中的温度变化而变化，而感应电机的互感M或转子电感L2随磁芯的饱和而变化，因此，即使最初确定了正确的值，但有可能由于在运行中常数的变化使得磁通矢量φ2和扭矩电流iq之间的角不能再保持在一个正确的角度，从而减小了感应电机产生的扭矩。
本发明的目的是要为感应电机提供一个驱动控制设备，它不需要对用于计算一个激励电流控制值和一个差频控制值的算术常数进行调整，而且即使在运行中算术常数发生了变化，它也能对这些算术常数进行自动调节，从而与该变化一致。
本发明的一个驱动控制设备包括：
一个参数检测器，用于检测对一台感应电机的一个输入电流和一个输入电压，作为该感应电机的控制参数;
一个计算单元，利用所述控制参数计算感应电机的一个转子磁通和一个扭矩电流;
一个中枢网络，接收感应电机的一个转子磁通控制值和一个扭矩电流控制值以及由计算单元计算的转子磁通和扭矩电流值、或转子磁通控制值、扭矩电流控制值、计算出的转子磁通值、所述计算出的扭矩电流值以及一个检测的扭矩电流值，利用对应于输入的输出信号根据一个反向传播定律的基础进行记忆，并且输出一个激励电流命令值和一个差频命令值;
一个矢量控制单元，根据由中枢网络所输出的差频控制值和所述控制参量检测感应电机的一个实际激励电流和一个实际扭矩电流，并根据一个所检测的实际激励电流值和激励电流控制值之间的偏差以及一个所检测的实际扭矩电流值和所述扭矩电流控制值之间的偏差来控制该感应电机。
根据本发明，对感应电机的矢量控制是采用中枢网络的记忆功能来实现的，这不需要对用于矢量控制的电机常数进行调整。此外，即使在运行中电机常数发生了变化，该设备能够自动调节电机常数以符合这一变化。
附图示出了本发明目前的最佳实施例，它将与上面的总体描述以及下面对最佳实施例的详细描述一起来解释本发明的原理。
图1是一个功能方框图，它示出了根据本发明一个实施例的一个矢量驱动控制设备;
图2是一个方框图，它详细示出了用于图1设备中的一个中枢网络部分;
图3是一个方框图，它示出了适用于图1所示设备的一个中枢网络的第一种变型;
图4的视图示出了图3所示中枢网络的模似结果;
图5是一个方框图，它示出了适用于图1所示设备的一个中枢网络的第二种变型;
图6的视图示出了图5所示中枢网络的模似结果;
图7是一个方框图，它示出了适用于图1所示设备的一个中枢网络的第三种变型;
图8是一个方框图，它示出了适用于图1所示设备的一个中枢网络的第四种变型;
图9是一个功能方框图，它示出了现有技术中已存在的用于感应电机的矢量控制设备。
下面将参照附图来描述本发明的一个实施例。
图1的功能方框图示出了根据本发明一个实施例的一个差频型矢量控制设备，其中与图9相同的参考号代表了相同的部件。
本实施例的矢量控制设备包括：用于检测输入给一个感应电机2的三相输入电流的电流检测器CT1至CT3，用于检测输入给该感应电机2的三相输入电压检测器PT1至PT3，用于获得一个激励电流控制值id＊和一个差频控制值ωs＊的一个中枢网络处理单元20，一个用于计算感应电机2的转子磁通和扭矩电流的磁通计算单元21，以及一个用于控制感应电机驱动的矢量控制单元。
所述矢量控制单元由比较器C1至C3、控制校正电路4、11和12、一个加法器6、一个积分电路7、一个ROM8、坐标转换电路9和10以及一个功率转换器13组成，这些组件与图9中所示的矢量控制设备的相应的组件具有同样的功能，并且以相同的方式进行连接。
图2示出了中枢网络处理单元20的细节。该中枢网络处理单元20与图9所示设备的激励电流计算单元1和差频计算单元5执行同等的功能。
该中枢网络处理单元20具有一个中枢网络电路22、输入开关SW1和SW2、输出开关SW3和SW4以及一个向后传播电路23。
输入开关SW1有选择性地向中枢网络电路22提供一个外界输出的转子磁通控制值φ2＊和由磁通计算单元21计算的一个输入转子磁通值φ2C，输入开关SW2有选择性地向中枢网络电路22提供来自控制校正电路4的一个输入扭矩电流控制值iq＊和由磁通计算单元21计算的一个输入扭矩电流值iqc。
中枢网络电路22由下述部件组成：第一至第五信息传输通路T1至T5，以一个预定的延迟由开关SW1向第三信息传输通路T3提供一个输入信号的一个延迟元件24、第一加法器25和第二加法器26。
第一信息传输通路T1带有一个系数单元P1，用于对一个输入信号X1乘以一个加权W11。同样，第二至第五信息传输通路T2至T5分别带有系数单元P2至P5，用于分别对输入信号X2和X3乘以加权W12、W21、W31和W32。
第一加法器25将来自第一、第三和第四信息传输通路T1、T3和T4的输出相加，第二加法器26将来自第二和第五信息传输通路T2和T5的输出相加。
向后传播电路23有选择地通过输出开关SW3接收来自第一加法器25的输出和通过输出开关SW4接收来自第二加法器26的输出。
开关SW1至SW4在第一次计时时合向“A”端，而在第二次计时时合向“B”端。当开关合向“A”端时，向后传播电路23存储来自第一加法器25来的输入信号作为V1、存储从第二加法器26来的输入信号作为V2。向后传播电路23由（U1，U2）和（V1，V2）之间的差值产生加权校正值△W11、△W12、△W21、△W31以及△W32，从而对中枢网络电路的加权进行校正。
注意，当输出开关SW3和SW4合向“A”端时，来自第一加法器25的输出除了输入给向后传播电路之外，还作为激励电流控制值id＊输入给比较器C2，来自第二加法器26的输出除了输入给向后传播电路外，也作为差频控制值ωs＊输入给矢量控制单元的加法器6。
具有上述电路配置的这一实施例采用转子磁通控制值φ2＊和扭矩电流控制值iq＊作为对中枢网络电路22的输入信号。虽然转子磁通控制值φ2＊通常以一个预定值输入，但是，当根据感应电机2的转速实行弱磁场控制时，这个值要变化。转子磁通控制值φ2＊经开关SW1输入到中枢网络电路22。
来自一个速度控制电路一由比较器C1和控制校正电路4构成一的输出通常用作扭矩电流控制值iq＊，即，比较器C1将由一个转速检测器3所检测的一个速度ωr与一个速度控制值ωr＊进行比较得到一个偏差εr＝ωr＊-ωr。控制校正电路4将偏差εr＝ωr＊-ωr放大并经开关SW2将其结果作为扭矩电流控制值iq＊提供给中枢网络22。
从功率转换器13到感应电机2的电流ia、ib和ic以及电压Va、Vb和Vc分别由电流检测器CT1至CT3以及电压检测器PT1至PT3检测。所检测的值是磁通计算单元21的输入。磁通计算单元21利用电流ia至ic计算感应电机2转子磁通φ2C和扭矩电流iqc。
磁通计算单元21利用下面的等式（8）至（11）对所检测的具有三相（a、b和c相）的电压和电流进行坐标转换，将其转换为两相（α和β相）的电压和电流：
iα＝K·（ia-ib/2-ic/2） （8）
iβ＝K′·（ib-ic） （9）
eα＝K·（ea-eb/2-ec/2） （10）
eβ＝K′·（eb-ec） （11）
其中，K =2/3,K′= 1/2]]>
这个αβ坐标系统的转子磁通φ2α和φ2β可由下面的等式（12）和（13）作算术运算得到：
φ2α＝（L2/M）∫（eα-R1·iα）dt-σ·L1·（L2/M）·iα （12）
φ2β＝（L2/M）∫（eβ-R1·iβ）dt-σ·L1·（L2/M）·iβ （13）
其中R1是一次线圈电阻，R2是转子电阻，L1是一次线圈电感，L2是转子电感，M是互感，σ＝1-M2/（L1·L2）是漏感系数。
要将αβ坐标系统的转子磁通φ2α和φ2β转换为dq坐标系统的转子磁通，要用下面的方程式进行计算：
φ2d＝cosψ·φ2α-sinψ·φ2β （14）
φ2q＝-sinψ·φ2α+cosψ·φ2β （15）
cosψ = φ 2α /(φ2α2-ψ2β2)]]>(16）
sinψ = φ 2β /(φ2α2+φ2β2)]]>（17）
φ 2d =(φ2α2+φ2β2)]]>（18）
φ2q＝0 （19）
其中φ2d是转子磁通所计算出的值φ2C。
dq坐标系统的电流值idc和iqc可以用上面所描述的cosψ和sinψ通过下面的等式（20）和（21）来计算：
idc＝cosψ·iα+sinψ·iβ （20）
iqc＝-sinψ·iα+cosψ·iβ （21）
其中iqc是所计算的扭矩电流值。
值得注意的是，磁通计算单元21既可由硬件构成，也可由软件构成。根据上面给出的方程式（8）至（21）计算转子磁通值φ2C和扭矩电流值iqc的磁通计算单元可以由本领域的普通技术人员来实现。
所计算出的转子磁通值φ2C和扭矩电流值iqc输入到中枢网络电路22的其它输入端。
为了得到一个最佳激励电流控制值和一个最佳差频控制值，中枢网络处理单元20执行下面的记忆操作。
对每一采样时间△t，开关SW1至SW4交替地合向“A”端和“B”端。向后传播电路23通过应用当开关SW3和SW4合向“A”端时来自该开关输出的输入信号U1和U2以及当该开关合向“B”端时来自该开关输出的输入信号V1和V2，实行对中枢网络电路22的信息传输通路T1至T5的加权值W的记忆。
下面要对这一记忆操作更详细地描述。
在第一次计时时，开关SW1至SW4合向“A”端从而将适当的加权W11至W32加到中枢网络电路32。转子磁通控制值φ2＊和扭矩电流控制值iq＊被输入到中枢网络电路22从而引起电路输出激励电流控制值id＊和转差角频率控制值ωs＊。
在中枢网络电路22中，第一和第二加法器25和26输出由下面的等式（22）和（23）给出的激励电流控制值id＊和转差角频率控制值ωs＊：
id＊＝X1·W11+X2·W21+X3·W31 （22）
ωs＊＝X1·W12+X3·W32 （23）
从中枢网络电路22输出的激励电流控制值id＊和差频控制值ωs＊输入给上面所描述的矢量控制单元，从而对感应电机2执行矢量控制，因为前面已经对矢量控制单元的操作作了详细描述，因此在此省略对其的描述。
在这种情况下执行操作时所得到的电压Va、Vb和Vc以及电流ia、ib和ic被输入给磁通计算单元21，由此根据前面所描述的方法计算感应电机2的转子磁通φ2C和扭矩电流iqc。向后传播电路23分别存贮上述id＊和ωs＊作为U1和U2。
在第二次计时时，开关SW1至SW4被合向“B”端，将所计算的转子磁通值φ2C和所计算的扭矩电流值iqc输入给中枢网络电路22，中枢网络电路22根据所计算的转子磁通值φ2C和所计算的扭矩电流值iqc计算一个激励电流控制值id＊′和一个差频控制值ωs＊′。向后传播电路23分别存贮id＊′和ωs＊′作为V1和V2。
向后传播电路23分别根据当前的控制值id＊和ωs＊与原先计算的控制值id＊和ωs＊的差值改变中枢网络电路的加权，从而反复执行记忆直到差值最终为零。
也就是说，假设δ1和δ2的差由下式给出：
δ1＝U1-V1＝id＊-id＊′
δ2＝U2-V2＝ωs＊-ωs＊′
向后传播电路23以下面的方式计算加权W11、W12、W21、W31和W32的校正值△W11至W32：
△W11＝K1·δ1·X1
△W12＝K2·δ2·X1
△W21＝K1·δ1·X2
△W31＝K1·δ1·X3
△W32＝K1·δ2·X3
其中：
K1和K2是增益
X1＝φ2C（n）：φ2C的当前采样值
X2＝φ2C（n-1）：φ2C的紧前一个采样值
X3＝iqc（n）：iqc的当前采样值
值得注意的是，具有前面所描述的计算校正量△W功能的向后传播电路23既可由硬件、也可由软件来构成，本领域的普通技术人员可以很容易地根据前面的等式来实现。开关SW1至SW4也可由硬件或者软件来构成。
中枢网络电路22中信息传输通路P1至P5的加权W11至W32可如下校正：
W11（K+1）＝W11（K）+△W11
W12（K+1）＝W12（K）+△W12
W21（K+1）＝W21（K）+△W21
W31（K+1）＝W31（K）+△W31
W32（K+1）＝W32（K）+△W32
举例说明，假如id＊＞id＊′使δ1为正值，则加权W11、W21和W31被增大，从而增大了用于实际运行中的激励电流控制值id＊，结果，执行记忆使得满足id＊＝id＊′。
如果由于ωs＊＞ωs＊′使得δ2变为正值，系数W12和W32被增大，从而增大用于实际操作中的转差频率ωs＊，结果，执行记忆使得满足ωs＊＝ωs＊′。
最后，φ2＊＝φ2C、iq＊＝iqc、id＊＝id＊′以及ωs＊＝ωs＊都被满足从而调整了所述的运行。在这种情况下，如果由磁通计算单元21所计算的转子磁通值φ2C和扭矩电流值iqc是合乎要求的精确值，那么由中枢网络所计算的激励电流控制值id＊和转差角频率控制值也可能是合乎要求的精确值，从而可以获得一个具有与一个直流电机相同输出特性的矢量控制感应电机。
通常，当感应电机2的转速低时，由磁通计算单元21所得到的转子磁通计算值φ2C和扭矩电流计算值iqc的精度会下降，从而，当转速高时执行上面所描述的中枢网络的记忆，而当转速低时记忆操作暂停。
根据本实施例，即使转子电阻R2在运行中由于转子温度升高而发生变化，中枢网络的加权根据该变化而刷新。从而，感应电机2的矢量控制能够永远保持在最佳状况下。同理，当由于感应电机2的磁芯饱和导致互感变化时也同样如此。
由于这一原理，根据本发明的对感应电机的驱动控制设备能够自动选择用于矢量控制的最佳值而不需熟炼的工程师，而且还有很强的抗干扰（如升温）的能力。
因此，根据这一实施例，可以实现无人调节，并且获得增强的性能，即使常数R2和M变化也能进行可行的最佳矢量控制。
注意上面的实施例包括五个信息传输通路（加权）和一个延迟元件。然而，为了获得一个较好的响应，可以增加延迟元件的数目，或者增加或减少具有相应加权的信息传输通路的数目。
此外，在图1所示的实施例中虽然采用磁通计算单元21来检测转子磁通φ2C和扭矩电流iqc。所述设备也可采用一个磁通检测器同样实现。
下面将描述对根据上述实施例的中枢网络处理单元的变型改动。下面将要描述的第一至第四变型可用来取代图1所示的中枢网络处理单元20。
图3示出了对中枢网络处理单元的第一种变型。
该实施例包括一个中枢网络40、输入开关41a和41b、输出开关41c和41d、一个除法器45和一个向后传播电路47。
输入开关41a有选择地向中枢网络电路40提供转子磁通控制值φ2＊和由磁通计算单元21所计算的转子磁通值φ2C，开关41b则有选择地向中枢网络电路40提供来自控制校正电路4的扭矩电流控制值iq＊以及由磁通计算单元21所计算的扭矩电流值iqc。
中枢网络电路40包括：第一至第三信息传输通路T41至T43，一个微分单元或微分器46用于对来自开关41a的输入信号作微分并将该信号提供给第二信息传输通路T42，以及一个加法器48，用于接收第一和第二信息传输通路的输出。
第一信息传输通路T41带有一个函数发生器42，用于产生一个第一激励电流加权函数W11：第二信息传输通路T42带有一个函数发生器43，用于产生一个第二激励电流加权函数W21;第三信息传输通路T43带有一个函数发生器44，用于产生一个差频加权函数W32。
加法器48的输出经输出开关41C输入给向后传输电路47和图1所示的比较器C2。第三信息传输通路的输出经输出开关41d输入给向后传输电路47和除法器45。
当输出开关41c和41d合向“A”端时，向后传播电路47接收信号输入作为U1和U2，而当开关合向“B”端时，接收信号输入作为V1和V2。
当转子磁通控制值φ2＊是输入并且输出开关41d合向“A”端时，除法器45接收第三信息传输通路的输出，将商作为差频控制值ωs输出。
当输出开关41c和41d合向“A”端时，加法器48的输出输入给向后传播电路47，同时作为激励电流控制值id＊输入给图1所示的比较器C2。
具有上述电路配置的变型执行控制如下：
即，在第一次计时时，开关41a至41d被合向“A”端，将信号×1至×4提供给信息传输通路，第一信息传输通路将×1和加权函数W11的乘积提供给加法器48;第二信息传输通路将×2（X1的微分值）与加权函数W21的乘积提供给加法器48;加法器48的输出被作为激励电流控制值id＊输出，同时作为U1输入给向后传播电路47;X3和加权函数W32的积输入给除法器45，同时，也作为U2输入给向后传播电路47。
采用在第一次计时时从中枢网络电路40输出的激励电流控制值id＊和差频控制值ωs＊来控制感应电机2。
在第二次计时时，开关41a至41d被合向“B”端，将来自磁通计算单元21的计算值设置为X1、X2和X3，从而以与控制值同样的方式来计算V1和V2。采用下面的等式来对W11、W21和W32实行记忆。一个计算函数J由下面的等式（24）来代表：
J＝1/2×｛（V1-U1）2+（V2-U2）2｝ （24）
在此情况下，假设记忆增益为Kd1和Kd2，内部参数的变化量△W可由下面的等式（25）和（26）来计算：
△W11＝（J/W11）·Kd1＝（V1-U1）×1·Kd1 （25）
△W32＝（J/W32）·Kd2＝（V2-U2）×2·Kd2 （26）
用下面的等式（27）至（29）可对内部参数实行记忆：
W11＝W11+△W11 （27）
W32＝W32+△W32 （28）
W21＝1/W32 （29）
采用新的内部参数来计算激励电流控制值id＊和差频控制值ωs＊：
id＊＝（W11·X1）+（W21·X2） （30）
ωs＊＝（W33·X3）/φ＊2（31）
图4是当上面所描述的第一种变型用于图1所示的矢量控制设备并且将其运行进行模拟时所获得的时序图，如图4所示，根据第一实施例，执行记忆使加权函数W自动设置为最佳值，产生的扭矩τ和转子磁通φ2c被校正，从而对控制值φ2＊而言不产生误差。
注意，向后传播电路47可以执行下面的控制：
即，假设在第一次计时时当开关41a至41d被合向“A”端时，从开关41a输入到第一至第三信息传输通路的控制值分别为X1、X2和X3，并且输入信号与在其相应信息传输通路中所获得的加权函数的积是U1和U2。
此外，假设在第二次计时时当开关41a至41d被合向“B”端时，从开关41a输入到第一至第三信息传输通路的计算值分别为X1、X2和X3，并且这些输入信号与加权函数的积是V1和V2。
计算函数J由下面的等式（32）表示：
J＝1/2×｛（U1-V1）2+（U2-V2）2｝ （32）
在这种情况下，假设记忆增益为Kd1、Kd2和Kd3，内部参数的变化量△W由等式（33）至（35）来表示：
△W11＝（J/W11）·Kd1＝（U1-V1）·X1·Kd1 （33）
△W21＝（J/W21）·Kd2＝（U2-V2）·X2·Kd2 （34）
△W32＝（J/W32）·Kd3＝（U2-V2）·X2·Kd3 （35）
由下面的等式（36）至（38）对新的内部参数执行记忆：
W11＝W11+△W11 （36）
W21＝W21+△W21 （37）
W32＝W32+△W32 （38）
采用新的内部参数来计算激励电流控制值id＊和差频控制值ωs＊：
id＊＝（W11·X1）+（W21·X2） （39）
ωs＊＝（W32·X3）/φ2＊（40）
因此，根据这一变型，采用除法器45减少了相互干扰项，从而可以减少传输通路的数目，结果可以有效地缩短记忆时间。
中枢网络处理单元的一个第二种变型示于图5，它包括一个线性两相中枢网络电路30、输入开关31a和31b、输出开关31c至31e、一个向后传播电路38、一个除法器36和一个加法器37。
输入开关31a有选择地将转子磁通控制值φ2＊和来自磁通计算单元21的转子磁通计算值φ2C提供给中枢网络电路30。开关31b有选择地将来自控制校正电路4的扭矩电流控制值iq＊、来自磁通计算单元21的扭矩电流计算值iqc、和来自坐标转换电路9的扭矩电流检测值iq提供给中枢网络电路30。
中枢网络电路30由下列部件构成：第一至第三信息传输通路T11至T13，一个微分单元或微分器33，后者对来自开关SW1的输入信号作微分计算并将该信号提供给第二信息传输通路T12。
第一信息传输通路带有一个函数发生器32，用于将输入信号X1与一个加权W11相乘。同样，第二和第三信息传输通路分别带有函数发生器34和35，用于分别将输入信号X2和X3乘以加权W22和W33。
输出开关31c有选择地切换来自第一信息传输通路T11的输出信号的传输目标。开关31d有选择地切换来自第二信息传输通路T12的输出信号的传输目标。开关31e有选择地切换来自第三信息传输通路T13的输出信号的传输目标。
除法器36将经由开关31e来自第三信息传输通路T13的输出信号除以转子磁通控制值φ2＊并输出商作为差频控制值ωs＊。加法器37将来自第一和第二传输通路T11和T12的输出相加，并且输出和作为激励电流控制值id＊。
向后传播电路38在第一次计时时存贮从输出开关31c至31e输入的输入信号U1、U2和U3并在第二次计时时存贮从输出开关31c至31e输入的输入信号V1、V2和V3。向后传播电路38根据（U1、U2、U3）和（V1、V2、V3）的差校正中枢网络的加权。
由具有上述电路配置的中枢网络处理单元所执行的记忆操作将在下面进行描述。
在第一次计时时，开关31a到31e被合向“A”端，从而给输入开关31a和31b将转子磁通控制值φ2＊和检测的扭矩电流值iq提供给中枢网络电路30。
第一至第三信息传输通路T11至T13将这些输入信号X1至X3乘以各加权并输出乘积。输出开关31c和31d将来自第一和第二信息传输通路的输出提供给向后传播电路38分别作为U1和U2。并且提供给加法器37。开关31e将来自第三信息传输通路的输出提供给向后传播电路38作为U3。
也就是说，向后传播电路38贮存X1和加权W11的乘积作为U1，X2（X1的微分值）和加权W22的乘积作为U2以及X3和加权W33的乘积作为U3。
采用从加法器37输出的激励电流控制值id＊和从除法器36输出的差频控制值ωs＊对感应电机2进行控制。由在第一次计时时产生的控制值所控制的感应电机2的输入电流和电压被进行检测。磁通计算单元根据前面所描述的方法得到转子磁通计算值φ2C和扭矩电流计算值iqc。该转子磁通计算值φ2C和扭矩磁通计算值iqc被输入给输入开关31a至31b。
在第二次计时时，开关31a至31e被合向“B”端向中枢网络电路30提供转子磁通计算值φ2C和扭矩电流计算值iqc。中枢网络的各个通路中相应于输入计算值的输出信号与对控制值相同的方式被存储在向后传播电路38中作为V1、V2和V3。
向后传播电路38根据下面的等式（41）至（47）校正信息传输通路的加权。
即，计算函数J用下面的等式（41）表示：
J＝1/2×｛（V1-U1）2+（V2-U2）2+（V3-U3）2｝ （41）
假设记忆增益为kd1、kd2和Kd3，加权的校正量△W用下面的式子（42）至（44）进行计算：
△W11＝（J/W11）·Kd1＝（V1-U1）·X1·Kd1 （42）
△W22＝（J/W22）·Kd2＝（V2-U2）·X2·Kd2 （43）
△W33＝（J/W33）·Kd3＝（V3-U3）·X3·Kd3 （44）
利用下面的式子（45）至（47）对中枢网络电路30中第一至第三信息传输通路的相应的加权进行校正：
W11＝W11+△W11 （45）
W33＝W33+△W33 （46）
W22＝1/W33 （47）
在第三次计时时，开关31a至31e被合向“C”端，从开关31a提供转子磁通控制值φ2＊，从开关31b提供扭矩电流控制值iq＊。采用如上所述所校正的新加权W，中枢网络电路30由这些输入来计算激励电流控制值id＊和差频控制值ωs＊。中枢网络输出由下面的式子（48）和（49）给出id＊和ωs＊：
id＊＝（W11·X1）+（W22·X2） （48）
ωs＊＝（W33·X3）/φ2＊（49）
在第三次计时时来自第三信息传输通路的信号输出没有被用于记忆，而是在除法器36中被转子磁通控制值φ2＊所除，其商被输出作为差频控制值ωs＊。
因此，根据这一修改，由于对加权系数W33是用实际电流iq来实行记忆的，从而可以有效地消除由一个当前控制误差eq＝iq＊-iq所产生的错误记忆，这一修改还有一个优点，即，即使在瞬态状况下iq＊不等于iq，也不会对中枢网络的记忆产生不利的影响。
图6示出当感应电机2的驱动是由采用根据上述第二种变型的中枢网络处理单元的矢量控制设备来控制时，各个控制、计算值和加权W11、W22和W33的变化。如图6所示，根据该变型，当感应电机2的驱动是通过采用适当的内部参数来控制时，执行记忆从而使得中枢网络的加权W被自动设置到最佳值，产生的扭矩τ和感应电机2的转子磁通计算值φ2C被校正，从而使其相应于转子磁通控制值φ2＊不产生误差。
图7示出了中枢网络处理单元的第三种变型。
该变型的中枢网络处理单元包括一个中枢网络电路30′、输入开关31a和31b、输出开关31c和31d、以及一个向后传播电路38′。在该变型中，正比于磁通的一项和正比于磁通变化的一项相加的和值被输入给向后传播电路。
与用于图5所示变型的输入开关相似，输入开关31a和31b有选择地向中枢网络电路30′提供转子磁通控制值φ2＊、转子磁通计算值φ2C、扭矩电流检测值iq、扭矩电流计算值iqc以及扭矩电流命令值iq＊。
中枢网络电路30′由第一至第三信息传输通路T21至T23、一个微分单元33、一个除法器36′和一个加法器37′构成。在该变型中，来自第一和第二信息传输通路T21和T22的输出被输入给加法器37′，来自第三信息传输通路T23的输出被输入给除法器36′。
除法器36′还接收转子磁通控制值φ2＊并将其输出提供给输出开关31d。加法器37′的输出被输入给输出开关31c。
与用于图5所示变型中的输出开关相似，输出开关31c和31d在第一次和第二次计时时将加法器37′和除法器36′的输出提供给向后传播电路38′作为（U1，U2）和（V1，V2）。开关31d在第三次计时时将除法器36′的输出提供给图1所示的加法器6。
图8示出了第四种变型，其电路配置是图5和图7所示电路配置的结合。
在这个变型的中枢网络电路30″中，一个加法器37′将第一和第二信息传输通路T31和T32的输出相加，并将和提供给一个输出开关31c，第三信息传输通路T33的输出经一个输出开关31d输入给一个除法器36。其它电路配置与图5或图7所示的变型的电路配置完全一样。
当矢量控制设备由具有上述配置、示于图7或图8的中枢网络处理单元取代图1所示的中枢网络处理单元20时，可以获得与上述实施例同样的结果。
值得注意的是，本发明并不局限于上述实施例及其变型，在不脱离本发明精神和范围的前提下还可能会作出许多变化。