数字调制无线电信号 的同时解调及译码 背景技术
本发明总的来说涉及对数字调制无线电信号、例如蜂窝无线电话信号同时进行解调和译码的方法和设备。
合并的调制和编码及其相反过程的解调和译码一直是与Ungerboeck的出版物有关的一项技术。所谓的Ungerboeck编码可用来将传输的数据位编码成为一系列无线电信号的相位改变。通常会观察到每发送数据位多于一次的相位改变，并且每次相位改变与一个以上的数据位有关。解调和译码这种信号需要对在发射机处的位编码序列进行假定、利用编码过程的模型来预测在相应于每一假定的接收机处应观察到怎样的相位改变，以及将实际接收的信号与假定的信号作比较来确定失配并由此累积符合和违背每一假定的“表决”。将以大多数表决结果的假定序列认为是发送的序列。
与Ungerboeck编码有关的一个问题是将数据编码成为一系列顺序的信号变化。在衰落信道中，衰落会消除整个系列地这种信号变化，即消除了整个数据位。这种非交织编码甚至不能够越过短的衰落。
为了对付衰落，就需要采用交织技术，以便出自编码器的相邻符号在时间上隔开相当大地进行发送，于是当在译码器处再排列时，进入该译码器的相邻符号已经是来自不在同一衰落区中的各信号段。在接收机处去交织之后，衰落将在时间上扩散开来，所以差错不是成群的。遗憾的是由于Ungerboeck译码器的复杂性指数地取决于编码在符号方面所占据的总时间，所以交织编码信号的Ungerboeck译码器通常过于复杂，不能考虑。
用于编码、交织和调制信号的另一常规技术是单独解调，后跟去交织和单独译码。当传输信道有时间色散、即有发送信号的延迟回波的缺点时，可以使用均衡器来获得足够好的解调性能。顺序最大似然均衡器、例如在1992年6月8日申请的题目为“自适最大似然解调器”的美国专利申请07/894933和1992年10月22日申请的题目为“双向解调”的美国专利申请07/965848中描述的顺序最大似然衡器，具有复杂性指数地取决于回波延迟了多少个符号。这两篇美国专利申请在此作为参考文献。这种均衡器能够提供“软”而不是“硬”判决，在去交织之后，“软”判决提供给纠错译码器。卷积码的纠错译码器也具有指数地依赖于代码约束长度的复杂性。
即使使用了提供软判决的均衡器，分开的解调和译码的缺点是解调器的性能在低的信噪比下会变坏。这种情况尤其在时变信道中出现。在这种信道中，信号的相位被例如多普勒效应和多径传播所恶化。对于这种信道，会要求通过从一个符号周期到下一个符号周期差分地改变无线电信号的相位来将数据调制在该无线电信号上，因此可以通过比较仅隔开一个符号周期的信号值来解调该数据，一个符号周期足够短，因此信道相位在此期间变化轻微。遗憾的是为了确定使用差分调制时的发送符号，在将一个有噪声的接收信号值与另一个有噪声的信号值作比较时通常有大约3db的损失。当使用常规的分开的解调和译码处理时，这一损失在跟随解调处理的纠错译码处理中不能被恢复。
常规的分开的解调和译码的另一不足是独立的解调器会因噪声而出错，将错误的位序列选为“最佳”输出。这一单个差错事件一旦去交织就变成了若干个单独的位差错事件，所以纠错译码器现在不得不应付更大量的差错。因此，后面跟有去交织的最大似然解调器、即最大似然卷积译码器的性能会降低。
因此需要将检错/纠错译码器的处理和解调处理合并到单个的最大似然解调器之中，以便能够利用译码协助解调来避免噪声造成的差错。
发明概要
普通解调和译码方法及系统的这些及其它问题、缺陷和局限性可用本发明的方法和系统来克服。在本发明中，要发送的数字数据流首先用例如卷积编码进行纠错编码。然后按照交织算法在时间上对这些编码数据位进行排列，该交织算法还能够给接收机插入有限数目的预先知道的符号，例如同步符号。编码和交错的数据位然后调制在可以按照脉冲串方式发送的无线电信号上。
发明的解调器包括假定数据位序列的Viterbi最大长度序列估计器。借助于编码和调制处理(编码调制处理)的模型来预测应当被观察的无线电信号样值(“符号”)。将这些无线电信号样值与实际接收的复信号波形比较并计算失配。ViterbiMLSE装置然后确定给出最低失配的数据位假定，并输出这一假定。根据本发明的示范性实施例的解调处理首先计算与已知符号相邻的符号的失配，并将这些失配累计为所假定符号序列的总失配或路径量度。这一处理在此被称为“解调符号”。已知的符号例如可以是同步符号。
当在各已知符号后相邻的所有位置都已被计算，译码器就能够开始形成纠错的数据，于是现在就能够相当肯定地将该首先被译码的符号看作是已知符号。然后继续该处理，将该符号看作已知的符号，用其协助对邻近符号的译码解调。这又产生另一个纠错的数据符号，如此这般，直到全部数据都被译码为止。这一处理部分地基于接收机对各符号在发送数据流中的放置顺序的了解以及关于任何已知同步符号的放置、即交织方式的知识。在此将详细描述用于实现译码解调的发送交织格式的选取。
根据本发明的技术的另一优点在于能够对数据进行差分调制，即能够按照两信号波形点之间的过渡而不是按照波形的绝对值对数据进行编码，而不引起通常的3dB微分损失。差分而不是绝对(相干)调制是在几个符号的间距内迅速变化的无线电信道所需要的，这种信道将对相干解调造成妨碍。本发明为差分调制的时变信道提供了便利，没有通常的3dB性能损失的缺点。公开了对角线交织、编码和差分调制的信号格式，这种格式能够补偿至少一半和直至全部的3dB差分调制损失。
附图概述
阅读以下结合附图的详细描述，将更容易理解本发明的上述及其它目的、特征和优点，其中：
图1表示根据本发明的示范实施例的信号传输格式；
图2(a)是表示产生诸如图1信号的信号的发射机方框图；
图2(b)表示可被用于图2(a)的发射机的示范性1/3比率编码器；
图3是表示译码诸如图1所示信号的接收信号的接收机方框图；
图4表示在图3中实施的示范性译码解调过程的更详细的内部结构；
图5表示动态地计算基准矢量的改进内部结构；
图6表示块对角线交织和差分调制的二进制传输格式；
图7(a)和7(b)给出按照本发明的示范性多路传送方法的流程图；
图8表示跳过未编码符号的差分调制的改进。
详细描述
参看图1，要传送给接收机的一些未知编码符号用“U”来标记，并与一些标记为“K”的已知符号进行交织。将符号表示为分散在假定的“时分多址接入(TDMA)”传输系统内的若干脉冲串之间，但这只是示范性的，本发明可以等同地应用于连续的(例如FDMA或CDMA)以及脉冲串方式的传输。
作为例子，一个40毫秒的TDMA帧包含300个符号周期，并被分成三个时隙。将发送约100个符号的每帧的一个时隙分配一个无线电发射机。发送脉冲串开始和结束处的一些符号周期保留作为加电断电的瞬变过渡斜坡，因此不用于数据传输。图1中编号为1至4的脉冲串表示在连续的40毫秒的TDMA帧中分配给同一发射机的相应时隙。
另外可以使用在1994年1月11日申请的、题为“TDMA/FDMA/CDMA混合无线电接入方法”的美国专利申请08/179954中描述的混合TDMA/FDMA接入格式，该申请的内容在此用作参考。在这一接入格式中，每一发射机在三个时隙的两个时隙中进行发送，使得在任何的时隙中有两次传输重叠。但是，为了避免相互干扰，当在时间方面重叠时，两台同时发送设备分别使用所分配频率信道频谱的上和下半段。如果使用这种接入格式，则图1中使用的记号(脉冲串1、脉冲串2)将分别表示在利用下半段信道频谱的三个时隙的第一个时隙内的发射机的传输和在利用上半段信道频谱的第二个时隙内的传输。脉冲串3、脉冲串4于是将表示在随后的40毫秒的TDMA帧内的相同的情况。
所希望的目标例如是将每脉冲串100个符号周期中的90个指定给数据传输的90％的有效传输格式。图1表示在每一脉冲串中用作同步符号的4个符号K而每脉冲串其余的6个符号周期则用于每一个为三个符号持续时间的上和下斜坡。已知符号不是成串的，因为对于在一些符号的间距内能够变化的信道，这样做是无益的。而由于下述的理由，未知数据符号被仔细地放置在已知符号之间。
使用差分调制以便通过在一个符号周期内改变载波的相位将一些符号加到其上。例如，可以采用称为Pi/4-DQPSK的调制方案，在该调制方案中，相位变化是4个值+/-45或+/-135度之一，于是编码了两个信息位。
当知道了符号，从而也知道了相位变化时，在开始和结束的信号矢量之间就存在已知的关系。通过将在已知符号开始处接收的矢量旋转该已知的值，就能够将其与接到的并建设性地与其相加的结束矢量值对齐，于是将合成矢量的信噪比提高了3dB。这一改善的结束矢量便是随后未知符号的开始矢量，于是信噪比的改善允许通过与假定符号进行比较，更可靠地确定未知符号。
如果在未知符号之后的符号也是已知符号，就可以方向相反地遵守相同的步骤以便在第二同步符号的开始/未知符号的结束时确定相位。由于未知符号的开始和结束矢量都具有高3dB的SNR，所以这直接转化为未知符号解调中的3dB改善。以下用数学方式对此进行说明：
设Z(i-1)为在第一已知符号开始处被取样的信号的复值；
设Z(i)为在第一已知符号结束和未知数据符号开始处的样值；
设由该第一已知符号产生的已知差分相位旋转为θ1；则
U(i)＝(Z(i-1)Exp(j·θ1)+Z(i)/2就是在该未知符号开始处信号矢量的较好估算值。
设Z(i+1)为在该未知符号结束和第二已知符号开始处的信号矢量，设Z(i+2)为在该第二已知符号结束处的信号矢量；
设由该第二已知符号产生的已知差分相位旋转为θ2；则
U(i+1)＝(Z(i+1)+Z(i+2)Exp(-j·θ2)/2就是在该未知符号结束处信号矢量的较好估值。
因此该未知符号的改进估值是：
U(i+1)U*(i)这里的*表示复数共轭，实数和虚数部分分别产生四元符号的两位的软值。在图4所示的卷积译码处理中利用合适的定标来使用这些软值。在描述图4之前将分别利用图2(a)、2(b)描述示范性的发射机和接收机的方框图。
参看图2(a)，要发送的模拟语音信号被低位速率语音编码器20变换为数字位流。该编码器例如可以包括后面跟有剩余激励线性预测编码器(RELP)、自适应增量PCM(ADPCM)、矢量码本激励线性预测(VSELP)或类似电路的8千样值/秒PCM模-数变换器。编码器20将语音变换为低位速率，同时保留包括例如背景声的如实再现的主观质量。
编码器20产生的各个位通常不是对觉察的语音质量都有相同重要的影响。因此可以根据它们的听觉重要性对这些位进行分类，以便纠错编码器21能够最有效地完成其作用。
纠错编码器21能够产生比输入位多的输出位来为传输提供冗余。还有，输出位是多个输入位的函数，反过来，每一输入位影响多个输出位，所以在传输时一个输出位的丢失不一定意味着一信息位的丢失。用作编码器21的示范性编码器是收缩卷积编码器。卷积编码器包括传递输入数据位的长L位的移位寄存器。该寄存器的第一组抽头选择一些延迟位并利用“异或”操作组合它们来产生第一编码位或奇偶校验位P1。第二组抽头选择延迟位的不同组合来产生P2，依此类推。如果对于每一输入数据位所产生的奇偶校验位的总数是N，则该编码器就称为速率1/N编码器。例如，如果对于被移入的每一输入位产生两个奇偶校验位，编码器就是“半速率”编码器。给定的输入位能够影响一个以上的P1或P2，并因此影响几个发送位。可如下地计算受影响位的个数：如果P1是N1个寄存器抽头的组合，则当给定的数据位通过所使用的抽头时将有N1P1个值受到影响。如果P2利用N2个抽头来产生，则N2P2个值将受到给定数据位的影响。因此共有N1+N2个输出值依赖于每一输入位。
收缩卷积码能够为具有不同听觉重要性的编码语音位提供不同等级的保护量。可假定保护量的等级正比于依赖于该语音位的发送编码器输出位的个数。通过按照删除或“收缩”策略不发送某些奇偶校验位P1、P2、P3……可以改变这一保护等级。例如，如果在某一寄存器移位后只有P1被发送，则依赖于利用寄存器抽头选取的N1个输入位的输出位的个数就减少了1。N1个输入位于是接受略弱一些的保护。这可用于具有略低的听觉重要性的位。相反地，如果计算依赖于N3个寄存器抽头的第三奇偶校验位P3但通常不将其发送，就可以在每当需要给予N3个输入语音位更强的保护时附加地发送P3。因此，通过在某些时候不发送某些奇偶校验位和在其它时候发送额外的奇偶校验位，就能够在仍然发送相同总数的发送位的时候，为不同的输入位提供连续地渐次变化的误差保护等级。可以按照所提供的保护(即按照依赖于每一输入位的发送位的个数)对保护等级进行分类，然后将其安排给按照听觉重要性顺序被分类的语音位。以下将更详细地描述根据本发明一示范性实施例的收缩卷积编码。
当语音被用先进的低位速率技术进行数字化时，不是全部的位都具有等同的听觉重要性。因此在衰落无线电信道中发送数字语音时，根据各个位的听觉重要性，为其配上纠错编码保护的等级，就会是对带宽的最佳利用。
例如，假设可以使用速率1/3、1/2和2/3的编码以及可以不编码(速率1)，还假设对于每40毫秒的传输需要将163位编码为288位。
分别用a、b、c和d表示利用速率1/3、1/2、2/3和1所编码的位，有以下方程组：
a+b+c+d＝163
3a+2b+1.5c+d＝288因此2a+b+0.5c＝125假设只有最高有效位的11位需要速率1/3的最大程度的保护，即a＝11；于是
b+0.5c＝103或2b+c＝206因此，如果c＝0，则速率1/2编码位的绝对最大数b是103。于是存在以下可能性：
a b c d
11 103 2 49
11 102 2 48
11 101 4 47
11 100 6 46
11 54 98 0
对于“a”的不同值存在其它可能性。“a”的最大可能值是62，这时有：
a b c d
62 0 2 99
如果99个未编码位中的一些位在听觉方面过于重要而不能允许不进行编码(即8-10％BER)，则可以通过例如将“a”位变换为“b”位来减小“a”：
61 1 4 97
60 2 6 95
59 3 8 93
31 31 64 37
或者
36 36 34 57
35 36 38 54
34 36 42 51
33 36 46 48 ……(1)
等等。后一种可能性也许表示了各位在4种可能的保护等级之间的最均匀分布。
可以设想应用上述不同的保护等级的许多不同的方法。例如，如果采用卷积编码，就非常需要避免尾位的额外开销。可以利用连续卷积编码/译码或通过截尾来避免尾位。
行(1)所示位分配的后一例子将用来描述连续卷积编码。在该例子中要对每40毫秒33个位进行速率1/3保护。各40毫秒语音帧的33个位被串联在一起构成到达最佳速率1/3卷积编码器的连续输入位流。该编码器输出的每40毫秒99个位都在传输的TDMA脉冲串内和在脉冲串之间予以交织。该交织只应受到可容许的语音延迟的限制。
同样地，把速率1/2保护的各帧的36个位连在一起构成输入给最佳速率1/2编码器的连续位流。每40毫秒72个位的输出在帧内和在帧之间与其它编码器输出位进行交织。
将46个速率2/3保护的位与类似的块连在一起构成输入给产生每40毫秒69位的输出的速率2/3编码器的位流。这些位也与连带48个位/40毫秒的未编码信息的先前编码器输出进行交织，共产生所发送的每40毫秒88个位。
无CRC的该方法的一潜在不足是速率1/3译码器在已从下一帧接收到一些位来清仓(flush)译码器之前例如它不能够保证它已正确地译码了33个位的组。于是会在接收机处造成额外延迟。这种额外延迟可以通过只是利用相应于最好度量(它可以不是最佳的)的位、或者通过增加对于每一维特比(Viterbi)状态进行校验，以便给出正确状态的更确定表示的CRC(这遗憾地增加了额外开销，并降低了可能的编码保护的等级)，或通过以下描述的“截尾”来加以避免。
根据本发明的采用截尾卷积编码的另一示范性实施例，进行速率1/3编码的33个位被认为以闭圆的方式进行排列。例如，约束长度6的卷积编码器将利用位0至5进行启动，并根据这些位产生3个编码位。这一过程将沿该闭圆移动一个阶段以便利用位1至6来产生另外3个位，依此类推，直到产生了99个输出位为止，最后3个位取决于位31和位0至4。而后这99个位与其它截尾编码器的输出及未编码位进行交织以产生每40毫秒共288个位的帧。译码器按照相同的方式对以圆方式排列的接收的99个编码位进行译码、环绕地继续译码直到所有位都已译码为止，并略微超出地译码直到第二次译码的位与第一圈译码的位一致。因此利用截尾就能够结束译码，不必等待接收下一帧。
实际上，截尾编码器是分块编码的一种形式，但在汉明(Hamming)距离的意义上它可以不是最佳的。当然，33个位的块应当利用最佳(99，33)分块码编码为99个位。但截尾和卷积译码器的实现比大的分块编码器和译码器要简单。
已描述了利用收缩卷积编码和译码实现多速率编码的示范性方法，现在说明通过对不同的速率进行智能交织，即使“未编码”位的误码率也可被显著降低。卷积编码器在原理上由对待编码的位进行移位的抽头移位寄存器组成。在每次移位时，对第一组抽头进行“异或”运算来产生第一编码位，对第二组抽头进行“异或”运算来产生第二编码位，依此类推，直到所需的冗余量(即速率的倒数)。约束长度6、速率1/3的编码器如图2(b)所示。
可以确定，在图2(b)所示的瞬间，输出位可如下地求出：
P11＝B1+B2+B3+B5+B6
P12＝B1+B4+B5
P13＝B1+B2+B4+B6
在随后的时刻，输出位可如下地求出：
P21＝B2+B3+B4+B6+B7
P22＝B2+B5+B6
P23＝B2+B3+B5+B7
P31＝B3+B4+B5+B7+B8
P32＝B3+B6+B7
P33＝B3+B4+B6+B8
等等。
在顺序的寄存器移位i＝1，2，3等时，被发送的位Pij可如下地排列成3行j＝1，2，3： P11 P21 P31 P41 P51 P61 … P12 P22 P32 P42 P52 P62 … P13 P23 P33 P43 P53 P63 …
例如在B7移过编码移位寄存器时受其影响的其中那些位可用在该3×6矩阵的适当单元内的交叉来表示：
X X X X X
X X X
X X X X
因此例如B6这样的任何位影响了等于以上交叉数的一些发送位，即12个位。译码B6的错误因此将造成该12个接收位和它们相应的期望值之间的不一致，于是不太可能产生错误。
即使不是全部受到B6影响的12个Pij都被发送，显然误码率的降低也仍然是很大的。例如，如果P11、P22和P33不被发送，它们都依赖于B6，则依赖于B6的发送位的数目将是9而不是12。与此同时，依赖于B1的发送位的数目减少为11，依赖于B2的为10，依赖于B3的为10，依赖于B4的为11，依赖于B5的为10。
一般来说，通过把删除依赖于B6的发送位作为目标，就可以在造成对于相邻位的较小的编码保护损失，同时减少对于B6的编码量。给予利用这种收缩码编码的每一数据位的保护最终与依赖于该位的发送位的数目有关，所以数据位可以用于具备相应听觉重要性的语音位。
如果采用删除的规则形式，例如通过在每一列中删除三个Pij中的一个Pij，就产生了速率1/2码。被删除的P位不必总是在同一行，但可以是允许根据规则收缩形式。
同样地，通过从半列中删除两个P位和从另外半列中删除一个P位，便能够产生速率2/3码，因此对于每两次编码寄存器移位发送了3个位。通过在每一列中除一个P位外删除所有位能够产生速率1编码。但是，应当指出，依赖于给定数据位的发送位的数目不会被减小为1，因为这是根本不进行编码的情况。
例如，如果被发送的位是：
P11，P22，P23、P41，P53，P62，P71，P82，P93等，则B6将影响6个发送位。如果这些位与无线电传输格式的不同的TDMA帧或跳频进行交织、或者与在同一帧或跳频内的衰落基本上不相关的不同位置进行交织，则不增大发送位的数目也将能够获得B6抗衰落的保护量度。可以仍采用维特比最大似然序列估算器，来译码这种“速率1”码。
由于瑞利衰落噪声对给定译码位的量度的贡献之和根据中心极限定理必需以相同的均方差完全地逼近高斯噪声，所以这种具有长约束长度的速率1码的潜在优点是将给出与静止信道相同的瑞利衰落信道的位误码率。不扩展带宽而能够给出增益的这种编码是本发明一新颖的方面。为了有效地进行操作，这种“速率1”编码的位应当与更重的编码位邻接，一般来说，本发明通过交织具有不同编码量的位产生了连续的编码保护范围。这一点不同于采用收缩卷积码的已有技术，已有技术通常将所有速率1/3编码位归在一起、将速率1/2编码位归在一起等，根本不对“未编码位”进行编码。
但是，根据这一示范性实施例，选择了交替地发送最重编码位的全部奇偶校验和省略较轻编码位的一个或多个奇偶校验位的收缩形式。例如，可以按照序列3，3，2，3，2，1，2，3，2，3，1，1，2，1，2，2，3等选取每一移位进入编码寄存器的待编码的新位的发送奇偶校验的数目。给定了这样的收缩形式之后，就可以计算依赖于每一原始信息位的被发送奇偶校验的数目。
例如，信息位1可影响12个发送奇偶校验；
信息位2可影响10个发送奇偶校验；
信息位3可影响7个发送奇偶校验；
信息位4可影响11个发送奇偶校验；
信息位5可影响9个发送奇偶校验；等等。
再根据这一示范性实施例，这些位按照有多少发送奇偶校验依赖于它们来进行分类，例如，得到了以下的表：
影响12 11 10 9 8 7 6 5 4 3 2 1奇偶校验的位：
b1 b4 b2 b5 b3
b6 b9 b7 b10 b8
b11 b14 b13 b15 b12 b16
b21 b12 b17 b23 b20 b25
b24 b18 b22 b28 b27 等等。
在以上的表中：假定产生了仅6级的冗余，即信息位对不少于7和不大于12个奇偶校验有影响。但是，这并不意味着隐含一种限制，只是在实际上这样的任选范围可以满足需要。
再根据这一示范性实施例，由语音数字化过程所产生的信息位按照它们的听觉重要性、即按照当某一位出错时它对听者造成怎样的干扰来进行分类。这可以在设计过程期间预先确定，最好利用各讲话者和收听者根据主观收听效果测试来确定。假定当用C1，C2，C3等表示的语音编码器的各个位按照从最高重要性至最低重要性的听觉重要性进行分类时，这种收听测试产生如下结果：
C1，C8，C10，C2，C7，C11，C12，C4，C5，C3，C6，C23，C34，C15，C9……
示范性编码系统现在把第一组的C个位(即在听觉上最重要的位)分配给影响最大个数的奇偶校验(例如12)的b个位，因此在上述例子中C1，C8，C10，C2和C7将用b1，b6，b11，b21和b24来表示。
然后一旦位分配过程包括了影响12个奇偶校验的位数，就将在下一重要性顺序中的语音位分配给影响11个奇偶校验的那些位，因此语音位C11，C12，C4，C5和C3将通过纠错编码处理用b4，b9，b14，b12和b18来表示。继续该过程以便将具有逐渐较低重要性的语音位分配给影响逐渐较少发送奇偶校验的b个位。
上述收缩编码的示范性实施例于是在最需要之处集中了编码的功效，但将语音位变换成为比已有技术的系统考虑到了更加连续的编码保护范围的编码位，已有技术的系统简单地将位分成应当利用速率1/3编码进行保护的位，应当利用速率1/2编码进行保护的位和根据不应被编码的位。尤其是根据该示范性实施例，可以看出不需要只影响一个发送位的任何语音位。
最有效地实施该示范性实施例的更严格的设计过程涉及到模仿包括交织、调制、传输信道不完美、噪声以及干扰的编码位的传输。对许多传输帧进行模仿，并对每一编码信息位b1，b2，b3等计算平均误差概率。然后按照从最小平均误码率到最大平均误码率地对这些位进行分类，将具有最小误差概率的那些位分配来表示具有最大听觉重要性的语音编码器的输出位，如此进行下去直到将在听觉上最不重要的位分配给认为最经常出错的编码位。
再回头参看图2(a)，在纠错编码之后，交织器22使编码器的输出位在时间上分散开来。交织器22确保出自纠错编码器21的相邻位不被利用无线电相邻地发送，以便避免将增大丢失依赖于特定语音位的所有被发送位的危险的错误的集中，即妨碍了该语音位被恢复。此外，可以根据利用图1描述的原理来选择交织模式，即出自编码器21的最初的位被放在已知位(例如同步位)的邻近(最好在已知位之间)，在这些位置放完之后，出自编码器21的下一个位放在该最初的位的邻近，依此类推。因为一块M.N数据位被放在M帧的一块内，所以这种交织器称为分块交错器。
但是，采用所谓对角交织器或块对角交织器也是有利的。块对角交织器可用于Pi/4-DQPSK四元调制，这种调制每发送符号携带两个编码数据位，在M＝2个帧内进行对角交错。如果一符号的两个位被表示为“奇数”和“偶数”位，则将一组编码位安排在M个帧的第一个帧的偶数位和M个帧的第二个帧的奇数位上会是有利的。然后将下一组编码位安排在该第二个帧的偶数位和下一个帧的奇数位上，依此类推。
交织器22可包括存有一个或两个帧的编码语音位的缓冲存储器，它把前面一语音帧的一半编码位与当前语音帧的一半编码位进行交错，以便在当前的TDMA脉冲串中进行传输。时分多址接入的使用只是示范性的，本领域的技术人员都知道本发明还可用于例如频分多址或码分多址接入。发送信号是跳频的也是有利的，以便将在其上对编码位进行交织的不同的脉冲串或信号段放在具有不同的、不相关的干扰信号的频率上。
将来自交织器22的交织位在波形发生器23中利用选定的调制技术变换为供传输用的波形。例如，可以使用把二进制1编码为对于以前相位有+90度相位变化和把二进制0编码为对于以前相位有-90度相位变化的高斯滤波最小频移键控(GMSK)。在GMSK中，相位变化是渐进的，以便尽可能多地把发射频谱包含在分配的信道内。通过按照数据位的极性给其输出看作相位变化的速率(即移频)的高斯滤波器提供脉冲来产生该渐进的相位变化。该相位变化的速率然后进行模2Pi累积，并将利用查寻表所得到的绝对相位值变换为余弦和正弦值，以便产生I和Q正交调制值。这些正交调制值被后面跟有低通滤波器24的数-模变换变换为模拟波形。如果高斯滤波可利用具有相当短的脉冲响应、例如3个位周期的有限脉冲响应滤波器(FIR滤波器)来逼近，则在每一位周期内的输出I、Q波形依赖于3个位的过去历史，因此在数目上只有8个。可以预先计算全部8个波形，产将它们存储在调制波形发生器23的查寻表内，根据来自交织器22的最后3个输入位选择这些波形用于输出。
或者波形发生器23可以实施例如高斯滤波4-MSK这样的4电平调制，这时输入位对每次编码为4种相位变化+45、-45、+135或-135度之一。这种调制器可以按照与以上指出的原理相同的原理进行操作，以便在GMSK的情形中产生90度的相位变化。
还可以采用例如Pi/4-DQPSK这样的非恒定振幅调制，这时将每一时刻的位对编码为从以前的I、Q矢量位置到新位置的矢量过渡，而新位置绕原来位置旋转了±45或±135度。但是，在这种情况下从原来位置到新位置的过渡不是通过逐渐地进行相位旋转来平滑，而是通过利用例如在数字蜂窝电话系统的美国T.I.A.标准IS54中描述的根升余弦滤波器进行I、Q波形滤波。
还可以利用具有比4多的电平数目的调制方案、例如8-DPSK或16DQAM来实施本发明。差分调制技术的采用不是本发明的需要，本领域的技术人员可容易地使该技术适应信息以一系列绝对相位值被传送的场合，例如PSK、QPSK、8-PSK或16QAM。此外，与相干解调相比，本发明允许采用差分调制，但没有通常所伴随的3dB的性能损失，而在绝对或相干相位调制情形中的相似性在于，本发明提高了通常所伴随的相位模糊性的分辨率。
利用上述任一方法产生的I、Q调制波形提供给由90度分相器27、平衡调制器25、26、组合器29和滤波器30组成的正交调制器。该电路用乘法将I调制波形提供给由频率合成器28确定的频率的余弦载波，并将Q波形提供给相同的频率正弦载波.组合器29形成I.cos(ωt)+Q.sin(ωt)，这就是所需的调制波形，但处于中频ω。然后利用在上变频器31内与合成器28的本振信号混频的外差法将中频ω变换到所需的发射频率。本振频率可利用控制器(未示出)进行改变以便实现在不同的所需信道上的传输。
上变频器31的发射频率信号由抑制其它不希望频率的滤波器32选择、然后在功率放大器33中放大至所需的发射功率电平。在TDMA系统中，TDMA定时发生器利用功率电平的上和下斜坡协调不同组之间数据流的定时，并且还平滑地控制功率放大器的通和断，以避免对邻信道频谱的干扰。
I、Q调制器可以由例如在与本发明同日申请的、题为“具有集中分布的RC滤波器的正交调制器”的美国专利申请第______号(BDSM参考号027540-287)中所描述那样的平衡I、Q滤波器所驱动，该申请在此作为参考文件。现在将利用图3来描述用于实施本发明的示范性接收机的方框图。
包括天线滤波器40、低噪声放大器41、镜像抑制滤波器42、混频器43以及可编程合成本振44、45、56的超外差接收机用来将接收信号的频率下变频为可利用固定频率IF滤波器46进行滤波的合适的中频。之后集成电路IF芯片48可利用第二本振来进一步将该信号下变频，第二本振也可利用频率合成器控制电路56和环路滤波器47进行合成。再次下变频的信号再由芯片48放大和利用第二IF滤波器49、50进一步滤波。然后，放大的信号利用可有利地采用在美国专利5048059号中描述的对数极坐标(logpolar)技术的模-数转换器来进行数字化，该美国专利在此作为参考文件。利用对数极坐标方法，最后将放大器级驱动为饱和状态，因此产生了基本上等幅的信号，利用无线电信号的相位而不是利用其振幅来保持信息。振幅信息由附加给在IF放大器芯片48内的每一内部放大器级的检波器单独来产生，以便产生约正比于该振幅的对数的通常称为“无线电信号强度指示(RSSI)”的信号。
利用诸如后面跟着正交取样的低通滤波和对取样值进行模-数变换来获得约分别正比于相位的余弦值和正弦值的数值这样的模-数变换技术、或通过利用例如在题为“直接相位/频率数字化”的美国专利5084669号中公开的这样的直接相位数字化器，来从饱和输出中提取相位信息，该美国专利在此作为参考文件。如果使用后一种方法，那么就可以利用例如查寻表将如此获得的相位值变换为余弦和正弦值。这些余弦和正弦值然后乘以被恢复的振幅信号来再现无线电信号的笛卡儿复数表示。例如利用反对数查寻表来从RSSI信号恢复振幅信号。
有时需要首先从RSSI值中减去定标值，例如减去如在题为“快速自动增益控制”的美国专利申请第08/________号中描述的一组信号取样值中的最大值(分块定标)来保证笛卡儿值在一定的范围、例如在+1和-1之间，该美国专利申请与本发明同时申请，其所公开的内容在此作为参考。数字信号处理单元53对存储在缓冲存储器52中的数字化取样值执行这种分块定标和对数极坐标-笛卡儿坐标变换操作。还可以编程数字信号处理单元53来执行实施本发明合并的解调和译码所需的处理。数字信号处理单元53然后还可以采用VSELP或RELP语音译码器来将解调和译码的数据变换为PCM语音取样值，PCM语音取样值然后可利用数-模变换器54变换为模拟语音波形。
图4表示本发明解调器的示范性实施。在标为Z0至Z15的复数数组的列中的每一个量Z是多个复数值，即复数矢量数组，各个值代表就在要处理的信号取样值之前的无线电信号矢量的最好当前估值。每一数组中Z值的数目在差分调制的情况下可以是包括在正在被处理的信号脉冲串中的已知符号数目的两倍，或者在绝对相位调制的情况下等于已知符号的数目。
例如，如果交织操作在每脉冲串被间置了6个已知同步符号的两个TDMA脉冲串内将差分编码符号扩展开来，则在每一数组、例如Z0中的Z值的数目就是24。这些值分别代表在一已知符号左侧和右侧位置处信号矢量的估值。这些Z值被初始化成为在各个差分同步符号的每一侧的矢量估值。例如，如果已知在第一个TDMA脉冲串中的第一个差分已知符号具有+90度的旋转，并且在该已知旋转之前和之后的接收信号矢量分别是Z(i-1)和Z(i)，则在该同步符号左侧(即之前)的相移的最好估算值是(Z(i-1)-jZ(i))/2，在该同步符号右侧(即之后)的信号矢量的最好估算值是(jZ(i-1)+Z(i))/2。前者是通过将Z(i)反向旋转已知的90度相移来使Z(i)与以前的值Z(i-1)一致、然后求它们的平均来得到的。后者是通过将Z(i-1)正向旋转已知的90度相移来使Z(i-1)与Z(i)一致，然后求它们的平均来得到的。以后将描述该和的可变定标而不是只将该和除以2是如何有益的。定标应实际上对所有的组合值产生同样的噪声期望。
对如图1所表示的所有已知值重复这一过程提供了基准矢量Z的开始值。此时，与译码序列的不同假定相关的值Z0、Z1、……Z15都是相同的。
这一示范性实施例的解调和译码现在如下地开始。作出填充卷积编码移位寄存器所有位置的发送符号序列的假定。例如，如果采用约束长度为5的编码，则该移位寄存器将具有5级。选择图4中相应于假定0000的行和假定一个新的0位等效于假定发送编码器寄存器在该位置包含5个零。而后将假定的移位寄存器的内容用来产生编码位P1，P2等，如果该假定曾是正确的，则它们应当已经发送的。这是通过把卷积编码器的模型加到发射机模型60中来实现的。该发射机模型60还包括了已知的调制参数以便代表P1和P2的复信号值能够被预测，以及知道交织或位布局信息，以便预测将在TDMA信号脉冲串中的何处观察到P1，P2等。
根据本发明的示范性实施例，利用模型60假定的最初的位P1，P2是与已知符号(例如同步符号)相邻的位，并且是图1中编号为1和2的U位。在这一例子中，U1在两个已知符号K之间，因此在Z0(因为当前假定是0000-X)中的在此记为ZR的矢量估值之一相应于在U1右侧和在随后的已知符号左侧的矢量，而另一矢量估值ZL相应于在U1左侧和在前面的已知符号右侧的矢量。对于这一例子假定诸如MSK这样的二进制调制，在MSK这样的二进制调制中，二进制“1”用从一个取样值到下一个取样值的+90度相位旋转来表示，“0”用-90度旋转来表示。于是，如果P1假定为“1”，将可以认为ZR将相对于ZL旋转了+90度。因此，模型60从数组Z0中选择合适的当前矢量基准，将该矢量基准进行90度旋转，并在这一最初的时刻将被旋转的ZL与同样来自基准数组的最好期望值ZR作比较。在该处理的后期，如果已经对位于已知符号之间的所有未知符号进行了处理，就将与由解交织器从缓冲存储器52选择的、与已经被处理的取样值相邻的接收取样值作比较。
通过在比较器61中将jZL与ZR进行比较来计算平方误差|ZR-jZL|2。该误差是当假定是正确时所期望的信号值和实际接收的信号值之间的失配。该新的失配在加法器62中与同该假定有关的任何已有的累计失配(即路径量度)(路径量度的初始值设定为零)相加来确定新的累计失配或路径量度。对于速率1/2编码，对P2重复上述过程，这就使得对于每一信息位有两个位正在发送。同样地，如果编码速率是1/3、1/4或更低，就对P3、P4等重复这一过程，把在先的未知值被交错器放置在何处以及它们的最近的矢量基准考虑进去。例如，根据图1，P2被放置在TDMA脉冲串2中，相应于编号为“2”的U位。其失配的计算类似于P1失配的计算，但利用根据在U2两侧的已知符号K计算出来的矢量基准数组Z0的元素。
由于被新的位0所跟随的假定1000是同样可能的候选值，所以新的路径量度在目前被认为是新的状态/假定0000的候选值。当卷积编码器将其编码寄存器向左移位一个位置时，最左的1或0将移出寄存器，在这两种情况下都使4个最左的位置为0000。因此，除了以假定1000-0开始和将Z8的Z值作为其相应的基准矢量外，候选量度按照与以上相同的方式进行计算。而后来自加法器64的第二候选量度在比较器63中与来自加法器62的第一候选量度作比较，选择两者中较低的一个。如果较低值出自加法器64，则认为假定1000-0是好于0000-0的假定，并将状态/假定1000称为新状态0000的“最好前导”。然后将与该最好前导相关的“已处理”存储器的内容选作新状态0000的已处理符号存储器的内容，并根据该最好前导是1000还是0000而从该存储器的右手侧分别左移入“1”或“0”。较低的候选量度还成为了新的路径量度，并且与最好前导相关的基准矢量数组在更新之后被选作新状态的基准矢量数组。被选基准矢量数组如下地进行更新。
假定最好前导对于P1给出二进制0的预测，相应于采取例如MSK调制的-90度相位旋转。于是在U1右侧的信号矢量应当相对于在左侧的信号矢量旋转了-90度。事实上，在夹在例如U1这样的两个已知符号之间的一未知符号的特殊情况下，由在第一个K符号的左侧的复信号取样值Z(i-2)、在第一个K符号和U符号之间的Z(i-1)以及在第二个K符号之后的Z(i+1)组成的序列KUK现在是已知的。例如，如果第一个K符号是MSK“1”，即+90度相位旋转，并且类似U1的第二个K符号是-90度旋转，则应当有以下的关系：
Z(i-1)＝jZ(i-2)
Z(i)＝-jZ(i-1)＝Z(i-2)
Z(i+1)＝-jZ(i)＝-Z(i-1)＝-jZ(i-2)
由此(在第二个K符号右侧的)Z(i+1)的较好估值是：
Z’(i+1)＝(Z(i+1)-jZ(i)-Z(i-1)-jZ(i-2)/4…………(1)
于是简单地有其它值的较好估值：
Z’(i)＝jZ’(i+1)；Z’(i-1)＝jZ’(i)；Z’(i-2)＝-jZ’(i-1)
在数组中的相应元素(例如在1000是最好前导时的Z8或者在0000曾经是最好前导时的Z0)于是在成为后继状态0000的新的Z0基准矢量数组之前被更新为新的值。
对于“1”而不是“0”的新的位假定重复上述过程就以相同的方式产生了新的状态0001。再以一对假定0001-1001，0010-1010等开始来重复上述过程就产生了其余新的状态，因此在一次重复的末尾有与开始时相同数目的新状态(在这一例子中是16)。
上述过程按照在图1中标出的顺序、即U1、U2等顺序地对接收取样值进行处理。可以看出这一示范性过程在其它取样值之前慎重地对位于两个已知符号之间的取样值进行处理，但是，这只是一种可能的排列。一旦位于这些位置上的符号已被处理完，例如在图1的符号编号U12之后所出现的情形中，最初假定的数据位将已经从右到左地移过了一些位置而进入“已处理符号”存储器，并近乎被稳固地确定。例如，如果在所有存储器同一位置上的相应符号都一致，则它就被稳固地确定了。符号从右到左所经过的路程越长，则由于存储器的内容被两个可能最好的前导连续地重写，所以相应符号一致的可能性就越大。按照同样的方式，利用该符号假定计算的矢量基准将变得更加确定，因此在处理U13时，将使用的基准值(它是根据U1、U5、U9的已处理值和4个已知符号K来得到的)比最后12个被处理符号存在的时间长，所以具有较低的错误概率。因此，译码符号U13所用的矢量基准就比其基于其右侧的一个K符号时包含更少的因噪声造成的不确定性。按照同样的方式，译码TDMA脉冲串2中的U14所用的矢量基准，根据在脉冲串2中的已处理符号U2、U6、U10以及4个K符号来得到，对直到U20的信号值依此类推。
此时没有与已知符号相邻的其它未知符号，但符号U21位于已处理符号串(在脉冲串1中从左读至右)U13、K、U1、K、U9、K、U5、K、U17的左侧。因此，矢量基准存在于依赖于以前的假定的每一状态中，这些以前的假定被作出以获得这种状态。如果这些假定是真实的，矢量基准将是准确的，得到U21的准确预测，因此在处理U21时给路径量度小量的增加。相反地，如果这些假定包含误差，矢量基准就不是那么准确，U21将不会如此准确地被预测，并且将会增加较大的平方失配，因此降低了该状态将作为“最好前导”而存在的概率。
由于在信号取样值在处理时基准矢量具有因噪声造成的同等程度的不确定性，所以普通差分译码一般遭受约3dB损失。利用上述发明的解调器，由于基准矢量基于其不确定性已为卷积译码减轻了的若干已处理信号值，所以基本上避免了这一损失。灵活地选择交织模式使得要处理的下一个符号与已处理符号相邻就能够将解调译码处理逐渐扩展到任何数目的未知符号，同时保留了降低噪声的优点。由于与已知、例如同步符号相邻的未知符号的噪声减少是预先实现的，所以最好但不是必需对这些符号进行处理来开始解调译码。
本发明的目的之一是促进与可采用的相干解调技术相比对信道的时变不那么敏感的差分调制技术。如果信道在几个符号的间隔内迅速地变化，就需要对更新矢量基准的方法进行某些修改，以便将例如用公式(1)描述的假定的矢量关系可能不准确的事实考虑进去。由于多径衰落，通过无线电信道的传播损耗和相移将随时间而变化，因此应当对诸如(1)这样的公式进行修改以便能够对导数估算进行某种指数形式的忽略和/或引入。
可以例如通过假定信道传播损耗每符号发生dA奈培的变化(即接收振幅在一个符号之后将增大EXP(dA)，相位每符号发生dθ的变化来引入导数估值。可以通过认为信道在一个符号之后被利用复倍率Q＝EXP(dA+jdθ)进行修改来合并这些假定。公式(1)因此应当是：
Z’(i+1)＝(Z(i+1)-jQ.Z(i)-Q2·Z(i-1)-jQ3.Z(i-2))/4……(2)
最好还在上述组合中包括进一步的振幅加权来对较强地接收的取样值进行比较弱地接收的取样值要高的加权，求这种加权的导数以便使关于结果的信号对噪声的期望最大，对于本领域的技术人员而言是可推论出来的，因此在此不再详述。
可以对于每一状态计算Q的合适值并将其与该状态的相应基准矢量数组值并排地存储。通过假定在一个状态中的已处理符号和当前假定是正确的来估算该状态的Q值。于是就能够去除对于这些符号预期的标称矢量旋转，留下只依赖于由于信道变化的未调制值。
确定信道变化的正确方法不是本发明的内容，例如可以包括使均匀的漂移速率与给相位最适合、利用带宽只宽到足以通过最大预期多普勒频率的滤波器对未被调制值进行低通滤波或进行卡尔曼滤波。
本发明的另一示范性实施例通过“动态地”对基准矢量值进行计算来避免存储和更新它们的步骤。图5表示这一实施例对图4方框图的修改。
参看图5，与图4相比增加了基准矢量估算器65，去除了基准矢量数组的列。在以上的操作实例中，未知符号U13的译码是借助于利用已处理符号U1、U5和U9以及某些已知符号得到的基准矢量来进行的。虽然“已处理符号”存储器不是非得包含U1、U5和U9而是包含译码符号，但为简单起见，将基准矢量估算器65表示为从该存储器获得了已处理符号U1、U5和U9。采用例如速率1/2卷积编码，则“已处理符号”可以包含仅为编码(U)符号的一半的译码符号。尽管如此，利用发射机的编码器的模型能够从译码符号再现编码(U)符号。或者可以连续地进行这一译码，以便将所需的U值存储在“已处理符号”存储器中。除这些U值外，基准矢量估算器65还使用相应的接收取样值。为简单起见没有画出将它们提供给部件65，但可被例如存储在符号存储器的在相应U符号之下的第17行中。估算器65通过利用相应的U符号确定旋转的方向和大小而旋转信号取样值，从而来形成基准矢量估算，然后形成加权和，其中包括与被所环绕的已知同步符号相关的任何信号取样值。使用的加权能够反映对旧值的渐进指数忽略以便说明信道的时变。
在本发明的示范性解调译码系统和方法中使用的某些概念被单独地给予了对于本领域的技术人员可以认识的名称。如果例如用来计算基准矢量估算的U值只依赖于在标记为“当前符号假定”的部分中的符号，则在这一部分内的所有可能的假定都仍然是开放的，并且该U值构成机器的顺序最大似然估算处理的一部分。这样的U值因此通常被称为在被看作是移位寄存器的符号存储器上的“最大似然抽头”或“维特比抽头”。如果用来计算基准估算的U值取自符号存储器的最左侧，在此所有相应的假定符号已汇合成为单个判决，则该U值就被称为“判决反馈”抽头(DFE抽头)。但是，如果U值取自“当前符号假定”的左侧，但在符号值已汇合成为同一值的位置的右侧，它就称为“后残存”抽头，它的使用称为“每残存处理”，指出每一假定或状态具有进入当前量度计算的不同的“后残存”。如上所述，维特比抽头、DFE抽头和“后残存”抽头的系统组合在本发明的示范性实施例中用来计算差分解调和译码的基准矢量。
现在借助于图6说明本发明的另一种表现形式。图6表示第一组数据位a1、a2、a3在两个发送组A和B之间的排列。奇数位a1、a3、a5在第一发送组A中排列在前一数据组的偶数位x2、x4、x6之间。偶数位a2、a4、a6在第二发送组B中排列在数据组b1、b2、b3、b4……的奇数位之间。数据组b1、b2、b3……的剩余偶数位在第三发送组中排列在新数据组c1、c2、c3……的奇数位之间。
数据位x1、x2、x3……a1、a2、a3……b1、b2、b3……c1、c2、c3……是上述类型的纠错编码器、例如收缩卷积编码器的顺序输出位。这些位用恒定或可变振幅的差分调相技术、例如GMSK、DPSK、DQPSK等调制在无线电频率波上，以便按照数据符号隔开的时间间隔产生具有取样值z1、z2、z3……的供传输用的复矢量波形。因此图6中的符号a2编码为在矢量样值z1和z2之间的相位变化，符号b1编码为在矢量样值z2和z3之间的相位变化，等等。
这种格式的解调译码按照本发明的这一示范性实施例进行如下。假定以前位组x1、x2、x3……已通过纠错编码器并已被译码。再假定已利用检错技术、例如检测仔细插入的循环冗余码(CRC)，证实了正确译码具有高的概率。于是在发送组A中的位x2、x4、x6……是已知的。由于x2已知，所以从复样值u1至u2的相位变化是已知的，可以正向地将接收矢量值u1旋转这一已知相位变化来使u1与u2对齐。然后求两者之和来获得在差分符号a1起始处矢量u2的较好估算值。
同样地，因为x4已知，所以u3和u4之间的差分相位是已知的，可使接收样值u4反向地旋转这一已知的角度来与u3对齐，并与u3相加，由此获得在符号a1结束处矢量u3的较好估算值。利用在a1两侧矢量的这些改善的估算使a1可利用例如3db的增益进行译码，即通常的差分损耗被这一3dB增益所补偿，使得如同该处理象是相干调制和解调处理似地对符号a1、a3、a5……进行可靠的译码。遗憾的是，当偶数符号a2、a4、a6的邻近符号b1、b3、b5……尚未译码时，对于这些偶数符号a2、a4、a6还得不到这一增益。但是，进入纠错译码器的符号a1、a3、a5的一半将用更可靠的方法进行估算，而交替的符号a2、a4、a6将呈现正常的差分性能。结果就是数据组a1、a2、a3、a4……将以约为相干和差分调制和解调的可靠性之间的居中(一半)可靠性进行译码。在译码该组之后，再对其进行检错检测，以便确定该组对于译码位b1、b3、b5等的目的而言是否可看作是已知的组。
根据另一示范性实施例，可以在已译码“b”位之后译码“a”位。此时，偶数位“a”也会为已知位b1、b3、b5……所包围，因此上述更可靠的译码方法适用于“a”的奇数和偶数位，利用这样的追溯或“多次通过”解调实现了在性能方面的完全3dB改善。注意这一处理可重复地扩展，所以二次通过解调技术在译码“b”位后再译码“a”位，三次通过解调技术在第一次译码“a”位后再译码“b”位、然后在第二次译码“b”位后第三次译码“a”位，等等。如果对整个数据组采用CRC检错码，就可能只值得对在上一次没有进行CRC校验的那些位组重复进行解调。因此多次通过解调译码处理的示范性流程图如图7所示。
进入步骤100的入口点是当先前译码组已通过CRC校验。因此下一组就可以通过利用现在已知的先前组进行译码。如果该新组在步骤102也通过CRC校验，然后在方框104，该新组就变成先前组，算法处理返回到步骤100，对下一组进行译码。
但是，如果在步骤102CRC校验失败，就在方框106将检测到错误的组号(K)设定为标志符变量。注意在组号(K)之前的先前组通过了CRC。在步骤108中对下一组(j)进行译码，没有得到先前组(j-1)(第一次迭代它等于k)的益处。然后在110判断组(j)是否被正确译码。如果组(j)没有被正确译码，就在步骤112递增j，在108对下一组进行译码。当组(j)最终被正确译码时，则在步骤114通过递减j来对前一组j-1进行译码。如果前一组(j)不是如在方框116中所确定的原来检测的不良组(k)，就存在在前的不良组(j-1)，因此能够在步骤118利用已知的后续组(j+1)但不利用在前的组(j-1)来对前一组(j)进行译码。相反地，如果在步骤116确定变量j已返回到原来最初被检测的不良组的编号k，则出现到达步骤120的分支，在该步骤中利用已知的前一组和后一组对原来的不良组(k)进行译码，由此获得了完全的3dB增益，在这一过程中第二次以较大的概率进行了正确的译码。不管在步骤122是否对组(k)进行CRC校验，不可以期望进一步的改善，在步骤124和126中，算法现在跳过目前被正确地译码的最大的组，返回到步骤100。
同样地，在方框128中，如果利用现在已知的下一组再次译码的先前不良组没有显示出进一步的改善，则算法向前跳到方框124、然后跳过编号最大的正确译码的组和返回到步骤100。
应当认识到CRC校验的使用只是用于确定译码组是否可被用来帮助译码后面的组或再译码前面的组、或者用于确定以前译码的组是否需要再译码的示范性判据。但是，可以使用其它判据，例如在一个组内路径量度的增长。如果该路径增长(开始译码一个组时的最好路径量度和结束译码一个组时的最好路径量度之差)在第一阈值之内，就可以认为该组已被足够好地译码，可以代表协助译码另一组的已知数据。当该路径增长在第二阈值之外时，如果后续组的路径量度增长在所述第一阈值之内，就可以认为该组应再次译码。可以采用译码质量保证的任何判据，例如以上所述的两种示范性方法。
本领域的技术人员对“循环冗余校验码”的使用已有充分的了解，不必在此详述。CRC校验通常需要计算在没有错误时应由全部零组成的校验字或校正子。某些非零校正子可相应于可校正错误，例如单个位错误。是否利用CRC码这种进一步的纠错能力是非强制的。在实施了利用CRC的纠错的情况下，如果校正子为零或者它等于相应于可校正错误图样的值，则对上述算法来说，可认定CRC校验是正确的。
在以上的描述中，假定在第一级之后的纠错译码得出了能够进行CRC校验的结论。为了对每一组得出确定的译码结果，如果纠错编码/译码是分组编码、或者是带有尾位或利用截尾技术的卷积译码，则实际上可对结果进行CRC校验。相反地，如果利用每一后续数据组在先前数据组之后顺序地进入编码器的连续卷积编码，则译码器得不出依赖于编码数据位的最后发送位何时已被处理的明确结果。此时，卷积编码器通常包含一些候选结果序列，它们代表一些未完全被译码的顺序位的每一种可能组合的最好结果。只有当包含关于这些顺序位的更多的线索的其它组已被处理时，最可能的候选者才变得明显。但是，不希望接收机在能够对先前组进行CRC校验之前必需等待其它数据，因此这样一来会延迟解调器的输出，造成例如数字语音传输系统中的不希望有的语音延迟。可容许的延迟是说明图7所述的追溯译码能够追溯到多远的因素，因此性能还取决于将不必要的处理延迟减至最小。
另一方面，可用的候选序列之一将被选定，由于它们的数目是有限的，并且全部都存储在维特比译码器的历史存储器内，所以能够对全部候选序列进行CRC校验。这可如下地来实现。首先对具有最好相关路径量度的维特比状态历史存储器进行CRC校验。如果该CRC被通过，该历史存储器的内容可以看作确定的结果，并输出给其它处理(例如语音译码算法或数-模变换器)。该结果还可作为协助下一组的译码的已知位序列。
另一方面，如果该CRC没有被通过，就检查具有第二最好量度的状态，如此下去，直到发现通过了CRC的状态。对于连续卷积编码，这将产生一个开始时刻，在这一开始时刻，在开始处理下一组之前对全部维特比状态进行初始化。就是说，历史存储器和全部状态的量度都设定为通过了CRC校验的候选序列的值。如果没有候选序列通过CRC校验，该帧根据图7的流程图被标记为不良帧，然后，或者输出来自具有最好量度的状态的数据作进一步处理，或者在不能够等待较长的延迟的情况下提供删除指示。在后一种情形中，由于追溯或两次通过译码在允许等待直到至少某些新的发送数据被接收为止的情况下是特别有用的，所以可能再也没有机会对不良帧进行追溯译码。
但是，即使追溯译码不是有用的，早先的CRC校验在限定用于译码那些通过CRC的位组下面的位组的译码器的开始状态方面还是有用的。因此，根据本发明的示范性实施例，对所有状态进行CRC校验，除非没有状态通过CRC校验，放弃没有通过该校验的状态，在没有状态通过CRC校验的情况下，所有状态可以保留作为下一译码周期的各个维特比状态的开始状态。放弃一个状态的简单方法是，将该状态的路径量度设定为“不良”值，例如设定为非常大的值，这保证了它不会被选作后继状态的“最好”前导。于是，如果任一状态通过了CRC，则没有通过CRC的状态的路径量度被设定为高值。如果没有状态通过CRC，则它们的路径量度不作修改地被接受作为下一译码周期的开始时刻。
另一种变化这样修改译码器序列，使得只有通过CRC校验的状态最终可被产生。如果CRC校验位的数目例如是N，则在该组的输出位中的仅M-N个已被产生之后，才修改译码器序列。此时，CRC所代表的线性约束可用来对每一状态确定为了通过CRC其余的N个位必需是什么位。因此，如果状态0000的下一个位必需是1，则该状态不可能是新状态0000的前趋，而只可能是新状态0001的前趋。如果状态1000也必需具有等于1的下一个位，则它也不可能是新状态0000的前趋，而只可能是新状态0001的前趋。因此对于新状态0000没有可能的前趋，它将不产生。一般来说，不能够说有多少通过CRC的最后状态将被产生，但总是至少有一个。不产生的状态是那些通不过CRC的状态。在这种情况下产生的结果与允许处理继续到组的末尾，然后放弃没有通过CRC的状态所产生的结果不同。这是因为在后一种方法中，由于不正确的状态偶然地具有较好的量度，所以不正确的状态0000比正确状态1000长寿而作为了后面的状态0000或0001的前趋。在该可采用的方法中，因为译码器接受较好的量度将产生不能通过CRC校验的序列，所以只接受较差的量度。
因此，在对纠错编码和差分调制的信号进行译码时，本发明的上述示范性实施例可用来提供改善的性能。该示范性实施例不是以在发射信号中插入用来协助估算信道的相位和振幅变化的明显已知符号为基础的。但是在前一种插入明显已知符号的方法中，这些符号可以如所描述的那样用来估算在一未知符号的一侧或另一侧的RF矢量，因此可用来改善译码未知符号的可靠性。一旦一相邻未知符号被译码，它与前面已知或被译码的符号一起就可被用来估算无线电信道在相位和振幅方面(或在笛卡儿复值方面)正在发生变化的速率，并因此可被用来协助预测该无线电信道对下一个要译码的样值的期望值的影响作用。
虽然上面已描述了若干种示范性方示来结束数据段的译码和在进程之前执行错误校验，但本发明的方法还可以省掉差错校验和避免将刚被译码的组减少成为一个候选组。由于在处理了所有的“x”位后译码器的每一状态例如是“x”结果的可能候选状态，所以可以保留全部这些状态，并将它们作为“后残存”输入，以继续对“a”位进行处理。CRC的使用因此是非强制性的。
例如在瑞士专利申请90850301.4号中描述了根据接收信号更新信道模型的方法。这些方法对每一维特比状态提供单独的信道模型。一旦若干可能的前趋状态之一被选定留下作为一新状态的最好前趋，就将属于该状态的信道模型更新成为该新状态的信道模型。这样一来就保证了留下来的信道模型总是根据当时最好地解调的数据序列来获得的。
在此作为参考文献的、在1992年6月8日申请的、题为“自适应最大似然解调器”的美国专利申请07/894933号描述了也许除初始启动外不采用信道模型来产生预测、并因此没有对信道模型参数进行更新的自适应维特比均衡器的变型，该申请的发明人与本申请相同，并被转让给相同的受让人。该变型代之以对每一状态采用信号预测的直接更新，而没有经过首先更新信道模型的中间步骤。
1992年10月22日申请、转让给相同的受让人的、题为“双向解调方法和设备”的美国专利申请67/965848号描述了在暂时信号衰落造成失去一个训练模式时，将插入数据的损失减至最小的方法。插入数据不仅能够根据训练模式进行正向解调，而且能够通过在存储器中首先存储接收信号样值、然后对该序列进行时间反转来根据下一个训练模式进行反向解调，可以解调插入数据来按每一方向进行解调的质量估算，以便确定有多少个数据符号应该用正向解调来译码和有多少个数据符号应该用反向解调来译码。
应当指出，本发明可应用于利用已知“训练”符号的正向解调译码和反向解调译码，但如参看图1所描述的，方向不随信号质量而定，而是由所选的交织模式来定，在图1中，根据固定的交织模式，处理的次序离U13是从右到左而离U17是从左到右，不随信号的质量而变化。的确，本发明的优点在于：由于解调处理与译码组合在一起，所以解调的方向不再是问题。
所有上述方法都可应用于例如恒定速率(例如速率1/2或速率1/3)的卷积编码或可变速率的收缩卷积编码。在后一种情形中，某些数据位根本可以不编码，例如如果它们影响数字语音传输的质量的听觉重要性不高的话。当某些位不受纠错编码所保护时，它们的必然性不会被译码所改善，所以在后来相邻符号的处理中，它们不能认为是已知符号。因此，最好能够只利用受纠错保护的那些符号来改善后续组的译码。这可以根据修改差分调制处理来“跳过”未编码符号的本发明的另一个方面来实现。这示于图8。
在图8中，与图7相比，省掉了从u4至符号a3和从z4至符号b3的链接。代之以例如根据矢量u2和u5之间的相位差编码a3，根据矢量z2和z5之间的相位差编码b3。在这样的方法中，在对编码符号a3和b3解调译码时就分别不需要未编码符号x4和a4。而是将利用已经已知的符号x6得到的矢量u5和u6的组合和利用已经已知的x2得到的u1和u2的组合进行比较。因此译码了符号a3，不需要x4是已知的，x4于是可以是对x1，x2，x5，x6等进行译码的过程所“跳过”的未编码位。以后可以在至少位a1已知之后，产生未编码x4位的较好估算。在这样的方法中，产生了甚至未编码位的增益，同时防止了未编码位较大的不确定性对编码位误码率的恶化。
还允许按照u3和u5之间的矢量差来编码a3，跳过不那么确定的u4。然后用已知的a1来译码a3；但是这是已经提及的“按残存处理”的一个例子，在这一例子中，对于每一维特比状态有a1位的单独假定，在对各个状态的a3假定进行处理时，使用a1位的单独假定。
例如，考虑对状态1010后面是新的a3＝0的假定进行处理。对于该状态，四个位1010表示了x(n-1)＝1；x(n)＝0；a1＝1和a2＝0的这些假定。因此，在对如果a3＝0就应接收的复矢量u5的值进行预测中，假定a1＝1这一状态中所给定的来计算改善的u3值，并正向地将先前改善的u2值旋转a1＝1时的已知相角以便使其与u3的接收值对齐和将其与u3的接收值相加。
在上述例子中，交织模式使得所需的a1值仍然只是单独地适用于每一状态的假定，因此它代表了“最大似然”或“维特比”抽头，可以设想其它交织模式使得a1早就通过了历史存储器的假定区域(状态数)，并进入了“后残存”区域，在这种情形中，利用a1来协助处理a3将代表了“后残存抽头”。利用早就被译码的x值协助译码“a”符号代表了“判决反馈抽头”。
通过估算被延迟了一个或多个符号周期的回波的振幅和相位和利用在预测对于维特比状态路径存储器中不包含的给定符号序列假定所应该接收的复样值所估算的回波值，就还能够用上述解调译码处理来补偿在无线电传播路径中的延时回波。在上述描述信道更新和信号预测更新的说明中，已详细地描述了用回波的振幅和相位的估算帮助改善接收值的预测，并由此减少因回波造成的误差的技术，因此在此不需要再详述。
根据另一示范性实施例，有通过在解调和译码纠错编码位之后提供二次通过处理来改善未编码位的解调的方法。即使没有专门选定交织模式来进行的解调和译码而是保持分开的解调和译码处理，也能够应用本发明的这一示范性实施例。例如，根据前面已作为参考文献的美国专利申请07/894933和07/965848号所公开的技术，可以执行在存在延时回波时的解调Pi/4-DQPSK的第一解调处理。
然后可以对来自这种均衡解调器的软判决值进行解交织，以便按照出现的顺序将表示编码位的值汇入对编码位的差错进行校正的纠错译码器。该解交织器忽略或跳过译码器不需要的未编码位。
在译码和可选的CRC校验之后，现在更可靠地已知的译码位与编码处理的模型一道用来产生发送的编码值。这些编码值与未编码位进行交错以便进行传输，并利用以上所公开的示范性维特比均衡器进行最初的解调。根据这一示范性实施例，二次通过解调的操作现在利用同一维特比均衡器来执行，但该操作所经历的状态限制为与已译码位一致。计算机仿真指出，这样做再次提供了与以上描述的解调译码技术类似的性能。与现在已知的两个编码位邻接的未编码位得益于在其通过现在已知的先前符号和现在已知的后续符号时收集关于未编码位的信息的维特比路径。包围未编码符号的译码符号的游程越长，则该未编码符号的增益就越大。
本发明的这一示范性实施例还可应用于四进制调制，在四进制调制中，交织模式和编码操作使得4进制符号的两个位之一在另一个被解调期间就已经被译码，然后格子结构以同等的利益约束使从已译码符号至后续符号的路径的数目从4条减少至2条，或者可应用于当一个符号的两个位之一是编码位而另一个是未编码位的情形中。
对于采用了编码和交织技术的任何数字数据接收机，需要在接收机处同步取样信号，以便例如可以正确地区分相应于偶数和奇数发送符号的信号样值。通过在发送信号段的已知位置处加入间置在信息符号中的已知(例如同步)符号来实现同步。如果通过例如在符号间隔内施加确定的相位变化来将这种已知的符号差分调制在无线电频率载波上，则可以不管信道的绝对相位而对这些已知符号进行检测。在信息符号利用绝对矢量调制(例如相干移相键控)进行传送时，必需使用至少两个已知符号的组来提供与信道相位无关地检测它们的功能。一组N个顺序的相干调制的同步符号于是可被看作一组N-1个的差分调制符号。
当符号周期与在传播路径上经历的时间扩散或回波延迟相比较长时，最佳接收机取样定时从一个信号段到另一个信号段的变化不大于符号周期的几分之一，因此只需要获得对许多信号段平均的长期平均取样定时。在许多信号段内的已知符号于是都可被用来确定最佳接收机定时。例如，如果每一信号段包括136个信息符号和8个散开的、隔离的并差分调制的已知符号，则确定在16个这样的信号段的移动窗口内的最佳定时将总共采用128个已知符号。确定最佳定时的优选方法是首先在使用填充了已知符号的信号段的通信的开始时获得初始定时，然后通过进行在按照例如1/8符号周期间隔被间隔开的标称位置的两侧的少数邻近定时位置的测试来保持同步。可以通过对于信号段内的所测试定时位置i(假定每符号8个样值)计算差分符号值Z(i)Z(i-8)*、将这一复值旋转对已知符号所预期的角度的倒数来将其与实轴对齐和在相应于i的长方形中累积被旋转值来完成该测试。该定时位置i相对于标称定时位置可以例如取-8到+8之间的值，即+/-一个符号周期。累积了最大值的长方形表示应使用的取样定时。长方形可以有开缝以便指数地遗忘过去接收信号段的影响，使定时能够适应因发射机和接收机相对运动造成的变化，或能够适应相对基准时钟误差。
利用常规的时钟重新组成技术还可以不利用已知符号而利用额外的信号处理作用来检验和保持同步。如果译码开始经常失败的话，就可以将这一技术与重获帧同步的手段结合起来。例如，可以对于一个以上的假定定时位置试图进行译码，如果以前的最佳定时位置开始给出频繁的译码错误而邻近的定时位置给出成功的译码，则该邻近的定时位置就成为最佳定时位置，并将取样定时重新集中在该新的最佳定时。
由以上描述可知接收机最好按照一小部分的符号间隔接收样值，例如每符号周期8个样值，同步算法确定在选择每符号一个样值进行译码时，使用8个样值相位中的哪一个相位。
可以提及两种其它变化。通过扩展最大似然算法来使用预测机制来不仅预测假定符号序列的每符号一个接收波形样值，而且预测预期波形的每符号两个或两个以上的样值，就能够在合并的解调和译码处理中使用每符号一个以上的样值。而后量度计算装置计算所有被预测和被观察波形样值之间的失配，并累积失配。显然，如果每符号若干个样值包括在解调译码处理中，则性能就不对准确的取样定时敏感。
对取样定时不敏感的第二种变化使用每符号仅一个样值。如果发射调制是例如GMSK或4-CPFSK这样的恒定包络调制，则接收样值的能量将不依赖于选定的定时。但是，样值对先前和后续符号的依赖性取决于定时。可以在取样值主要依赖于单个符号的位置处、即在符号的中部对接收波形进行取样，或者在另一极度状态可以在样值等同地依赖于两个相邻符号的位置处、即在所述两相邻符号的中间对接收波形进行取样。预测基于它们所依赖的所有符号的接收样值的最大似然算法的操作即使当每符号仅一个样值被使用时也对于所有的取样定时都执行得基本上同样好。但是，样值主要依赖的符号最好应当代表ML抽头而不是代表DFE或后残存抽头，以便保证有疑问的符号的所有可能组合都被测试。可以通过按照以下指南恰当地选择编码和交织模式来确保这一点。
速率1/n编码器对于每一输入符号将产生n个输出符号。相反地，速率1/n译码器将处理n个接收符号来输出一个译码符号。该n个接收符号最好在时间上分布在几个发射段内，以便减弱衰落的影响。在上述示范性实施例中，例如已提议编码器的相继符号首先放置在与已知同步符号相邻的位置上，然后放置在与所述最初放置符号相邻的位置上，依此类推。如果有n个与已知同步符号相邻的位置，则每一未编码符号的n个编码符号将占满这些位置，接着的第(n+1)个编码符号将放置在与第一个编码符号相邻的位置上。但是，由于译码器对于被处理的每一编码符号只输出一个译码符号到其路径历史存储器中，所以编码符号1和(n+1)依赖于在该路径历史存储器中隔开一个符号的符号。如果编码约束长度是m个符号，则相距m-1的译码符号仍在保证了两个符号的所有组合将会被测试的ML抽头内。交织器于是能够在将接着的n个编码符号放置在与最初n个编码符号相邻的位置之前将n(m-1)个编码符号放置在时间扩散的位置上，同时在最大似然抽头的范围内将两个符号保持在发射信号段的相邻位置上，由此保证了能够对这两个符号的所有组合作出假定。这又保证了依赖于两个相邻符号的所有可能的信号取样值将会被预测和与接收的取样值作比较，给出了对取样定时是在一个符号的中部还是在两个符号之间不敏感的性能。这样一来，还能够克服造成接收样值依赖于一个以上相邻地发射的符号，即被延迟了达到一个符号周期的回波的信道缺陷。因此这种传输技术用于受到多径传播影响的移动无线电信道是有优点的。
上述示范性实施例用来在所有方面说明本发明而不是对本发明的限制。因此本发明在具体实施时可作出许多变化，这些变化可由本领域的普通技术人员根据在此进行的描述来作出。所有这些变化和修改都被认为在由所附权利要求所限定的本发明的范围和精神之内。