带有效系数更新操作的均衡装置 本发明涉及一种用于高清晰度电视(HDTV)信号接收系统中的均衡装置，特别涉及一种改进的可提供有效系数的更新操作的均衡装置。
在(HDTV)系统中，来自电视信号发射源的电视信号通过传输信道传送至HDTV信号接收系统。这种通过传输信道传输电视信号的方式所固有的问题在于，信道失真和增加的噪声往往会导致破坏例如包含在被传送的电视信号中的数据符号，从而反过来影响HDTV信号接收系统识别所接收的符号的电平的能力。为解决这个问题，典型的HDTV信号接收系统包括一个信道自适应均衡器。
这种现有技术的信道自适应均衡器采用一个滤波装置，从接收的信号中滤除例如由依据传输信道的时变响应的频率所引起的波幅和相位失真，以提供改进地符号判定能力。
HDTV信号接收系统中所使用的这样一种均衡装置被公开在一篇Samir N.Hulyalka等人所著的文章，“用于全球电视及无线电联播的先进数字HDTV传输系统(Advanced Digital HDTV Transmisson System for Terrestrial VideoSimulcasting)”IEEE Journal on Selected Areas inCommunications，11，No.1，119-125页(1993年1月)中，它包括一有限脉冲响应(FIR)滤波器，该滤波器采用多个称为分支系数的均衡系数和一个系数更新模块，以提供一种自调整而无需用训练(train)程序。该系数更新模块可按两种方式操作：盲方式和判定引导方式。在盲方式中，对应于近似误差函数，将均衡系数粗调至它们的近似初值。其中该近似误差函数通过采用一已知的非线性函数，即由高阶方程表示的所谓费用函数来计算，在判定引导方式中，用判定误差函数将均衡系数精确修正至它们的最佳值。其中该判定误差函数通过使用已知的判定函数来计算。上述均衡系数的初值通过要求将费用函数的微分减至零而在一迭代处理中求得，从而使费用函数收敛至一个最小值。然而在此情况下，费用函数有时收敛于一个局部最小值，而非整体最小值。结果很难将均衡系数正确调整至对应于误差函数的整体最小值的初始最佳值。
因此本发明的主要目的是提供一种可将均衡系数收敛至它们的最佳值的改进的电视信号均衡装置。
根据本发明，提供了一种用于电视信号接收系统中的均衡装置，它包括一个均衡滤波器，其具有一组均衡系数用于均衡在发射频道中自原始信号畸变的输入电视信号，产生经滤波的输出信号，其中该输入电视信号包括多个数据采样，且经滤波的输出信号具有相应的多个经滤波的输出数据采样；及更新电路，用于响应数据采样和相应的经滤波的输出数据采样，产生一组更新的补偿系数作为一组用于均衡滤波器的均衡系数。其特征在于所述的更新电路包括：
误差生成装置，响应于经滤波的输出数据采样，用于生成一个表示经滤波的输出数据采样和一预定的期望值之间的差的误差值，并用于生成该误差值的均方误差值。
存储装置，用于储存该组更新的滤波系数作为一组先前均衡系数，并用于储存一预定步长。
第一运算装置，用于将数据采样、经滤波的输出数据采样、预定的步长及误差函数相乘以产生一第一运算值。
第二运算装置，用于将该误差值乘以一从一已知断续分布函数中随意选出的一随机数值以提供—第二运算值。
加权装置，根据该均方误差值，用于将第一权重因数与第一运算值相乘及将第二运算值与第二权重因数相乘，从而产生第一和第二经加权的运算值；及
用于将第一和第二经加权的运算值与该组先前均衡系数相加，以产生一组更新的均衡系数作为更新电路的输出的装置。
本发明的上述和其它目的及特征将在以下对结合附图的较佳实施例的描述中变得显然。
图1示出了根据本发明的采用一盲态均衡单元的电视信号均衡装置的方框图；
图2描绘了如图1所示的盲态均衡单元的详细方框图。
参照图1，示有一依据本发明的使用盲态均衡单元的电视信号均衡装置。该电视信号均衡装置包括一具有多个均衡系数的均衡滤波器10，一用于生成更新的系数的系数更新模块20。
自传输信道接收的电视信号(图中未表示)在一已知采样电路(图中未表示)中被采样成多个被顺序耦合至均衡滤波器10的输入数据采样。第一均衡滤波器10包括一有限脉冲响应滤波器(FIR)，其中输入数据采样被顺序地滤波并被以所含的多个均衡系数所均衡，以产生经滤波的数据采样。随后，这些经滤波的数据采样被顺序地耦合至系数更新模块20，并通过一反旋转器(derotator)30到下一个处理器，例如一个源解码器(图中未表示)。
也就是说，输入数据采样Y(n)’S通过均衡滤波器10被顺序地并反复地滤波以通过使用均衡系数修正在传输信道中产生失真的输入数据采样Y(n)’S，并产生经滤波的数据采样作为经均衡的数据采样，其近似于传输前初始的无失真的数据采样。
已知，来自均衡滤波器10的经滤波的数据采样Z(n)，可用下式表示：z(n)=Σi=0Mn-1Wi(n)y(n-Mn2+i)---(1)]]>其中Wi(n)为一组均衡系数，相应于与包含在均衡滤波器中的目标输入数据采样Y(n)相邻的Mn数据采样，Mn是一正整数，代表滤波单元数的正整数。
均衡系数W(n)’S由系数更新模块20反复更新，直至获得满意的经均衡的采样。这些系数可由下式表示：
w(n+1)＝w(n)+Δy(n)e(n)........(2)
其中Δ为一表示一比例系数的很小的数字，例如为2-10或-12，e(n)为一表示经滤波的数据采样和未失真的数据采样之间的差的误差函数。
在系数更新模块20连续反复更新滤波器系数W(n)’S，直至获得一组最佳均衡系数W(n)’S，并且通过使用该组最佳均衡系数的均衡滤波器10获得经滤波的数据采样Z(n)’S做为近似于初始数据采样的经均衡的数据采样。
如Samir N.Hulyalkar等人的文章中所述的系数更新模块以两种方式操作，即盲方式和判定引导方式；并包括一盲态均衡单元21，一判定引导均衡单元22和一判定引导载波恢复单元23。在盲方式中，盲方式中，盲态均衡单元21接收来自均衡滤波器10的经滤波的数据采样并产生粗略更新的均衡系数，提供一粗略的初始收敛，通过一多路复用器24耦合至均衡滤波器10。在均衡滤波器10中，经粗略更新的均衡系数取代其中包含的先前均衡系数。这个过程反复进行直至获得满意的初始收敛。
另一方面，在判定引导方式中，判定引导均衡单元22接收来自均衡滤波器10的经滤波的数据采样及来自判定引导载波恢复单元23的一相位误差PE；并通过使用最小均方(LMS)算法生成经精细更新的系数以获得均衡系数的最佳收敛。判定引导载波恢复单元23也可在判定引导方式下操作，并产生耦合至判定引导均衡单元22和反旋转器30的相位误差PE以使传输前的原始数据采样和相应的输入数据采样之间的相位偏移减至最小。提供最佳收敛的经精细更新的系数通过一多路复用器24被耦合至均衡滤波器10，并且取代其中所保存的先前均衡系数。这个过程反复进行直至获得满意的经均衡的数据采样。
方式转换操作由一均衡选择逻辑电路25控制，产生两种方式选择信号：盲方式选择信号和判定引导方式选择信号。均衡选择逻辑电路25通过反旋转器30接收经均衡的数据采样并计算出其一均方误差(MSE)值。这个MSE值与一第一预定的误差值相比较，该误差值可在的谓的眼孔图样的基础上用实验方法确定，在眼孔图样表示数字通讯系统中的码间干扰和噪声的量，并通过使用常规的示波器来测量。当MSE值大于第一预定的误差值时，均衡选择逻辑电路25生成一盲方式选择信号，驱动多路复用器24以将自盲态均衡单元21输出的作为经更新的均衡系数的第一个经粗略更新的系数耦合至均衡滤波器10。
另一方面，当MSE值等于或小于第一预定误差值时，均衡选择逻辑单元25产生一判定引导方式选择信号，将自判定引导均衡单元22输出的经精细更新系数耦合至均衡滤波器作为经更新的系数。
上述的经粗略更新的均衡系数可通过采用粗略的均方误差函数取代误差函数e(n)而被反复调整。其中粗略的均方误差(MSE)函数可由费用函数来表示，该费用函数为一相对于均衡系数的已知非线性函数，特别地，如Samir N.Hulyalkar等人的文章中所述，盲态均衡单元21利用一具有一由四阶方程表示的费用函数的已知常数模量算法(CMA)以降低硬件的复杂性。在此情况下，表示粗略MSE函数的费用函数D(2)可由下式表示：
D(2)＝E[|z(n)|2-R2]2................(3)其中Z(n)为在方程(1)中预先确定的经滤波的数据采样；R2是一正实常数，表示原始数据采样的构象(constellation)的平均半径。(例如，基于电视系统的32-正交调幅(QAM)的R2＝26，186)；及E为一期望值函数。
所以，粗略的MSE函数的最小值可通过求费用函数D(2)的最小值来获得，D(2)可由方程(1)中确定的均衡系数W(n)表示。因此，相对于均衡系数的求费用函数D(2)的最小值可按照一已知最陡下降法进行递归运算。所以一经粗略更新的系数W(n)可用费用函数D(2)表示为下：w(n+1)=w(n)-δ[dD(2)dw(n)]---(4)]]>
其中δ是一步长参数。
按照现有技术中一公知标准步骤，通过对方程(4)中费用函数D(2)求微分，可获得一经粗略更新的系数W(n)并表示为下：
w(n+1)＝w(n)+μy(n)z(n)[|z(n)|2-R2]...(5)
其中μ为-表示一步长参数的很小的数，例如2-10或-12。
如方程(4)和(5)所示，误差函数可表示为相对于均衡系数的一个四阶方程的费用函数。其中四阶方程可有一整体最小值和局部最小值。随着通过使用最陡下降法对费用函数的微分逐渐减至零，均衡系数收敛于粗略的MSE函数的最小值。然而在此情况下，均衡系数有时收敛于粗略的MSE函数的局部最小值而非整体最小值。
所以，依据本发明，为使均衡系数始终收敛于粗略的MSE函数的整体最小值。方程(5)做以下修改：w(n+1)＝w(n)+η[μy(n)z(n)(|z(n)|2-R2)]
+(1-η)[(|z(n)|2-R2)C(K)]............(6)
其中η为一表示一权重因数的正实常数，C(K)为一现有技术中公知的断续分布函数。
由方程(6)可知，在依据本发明的盲态均衡单元中，均衡系数W(n)’S可通过使用两个计算项来调整。一CMA项μY(n)Z(n)(|Z(n)|2-R2)；及一断续项(|Z(n)|2-R2)C(K)，为有效地使均衡系数始终收敛于粗略的MSE函数的整体最小值，当均衡系数趋近于最小值时，这两项都减小至零，但方式不同。众所周知，第一项CMA单一地减小至零；另一方面，第二项断续项的值则依据断续分布函数C(K)的所选的值而上下波动，所以在计算过程中允许即使包含的暂时的增大。带有适当选择的权重因数η的两项的结合防止了均衡系数收敛于粗略的MSE函数的局部最小值，并引导其始终收敛于粗略的MSE函数的整体最小值。
参照图2，提供有满足方程(6)的盲态均衡单元的详图。盲态均衡单元21包括一误差产生单元22，一权值判定单元34，一CMA运算单元36，一断续运算单元38，一存储器40，一加法器42和一系数运算单元44。
经滤波的数据采样被顺序地耦合至误差产生单元34，产生一表示经滤波的数据采样与构象平均半径之间的差的粗略的误差值，还产生一粗略的MSE值。该粗略的误差函数被中断至权值判定单元34，将该由粗略的误差值求得的粗略的MSE值与一第二预定误差值比较以产生第一和第二权重因数。其中第二权重因数被确定为(1-第一权重因数)。第一权重因数被中断至CMA运算单元36且第二权重因数被输入CMA运算单元38。如方程(6)可知，当粗略的MSE值大于预定的误差值时，第一权重因数被定为一个很小的数，因此第二权重因数被定为一个大于第一权重因数的数。
该粗略的误差值被同时输入CMA运算单元36和断续运算单元38。CMA运算单元36接收输入数据采样，经滤波的数据采样，粗略的误差函数和第一权重因数以通过将它们相乘产生一CMA运算值。断续运算单元38接收粗略的误差值，第二权重因数和一来自存储器38的随机的断续值以产生一断续运算值。其中随机断续值从断续分布函数中选出并随机地预存在存储器38中。
CMA和断续运算值在加法器42中被组合以产生一组合值。该组合值随后提供给系数运算单元44，将该组合值与储存于其中的先前均衡系数相加，产生经粗略更新的均衡系数。其中该系数运算单元44包括有多个存储地址来存储经粗略更新的滤波系数作为先前均衡系数的一存储器。均衡滤波器的先前均衡系数随后在盲方式下在粗略更新滤波器中被更新。
为上所述，这组均衡系数通过使用输入数据采样和粗略误差值被反复且有效地更新，直至获得一组最佳初始均衡系数。
虽然本发明仅就一特定的较佳实施例做了描述，在不脱离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，还可有其它修改和变化。