用于电介质吸收补偿的方法和装置 本发明一般涉及电子电路，尤其涉及电子电路的电介质吸收补偿。
电介质吸收可以模拟为如附图1所示与一个理想电容器并联的寄生RC阶梯电路。等效的电路模型100包括理想电容器102，Rp寄生电阻，104，以及Cp寄生电容器106。
现有技术负阻抗变换器，例如图2中所示的电路图，能够减少电介质吸收的影响。现有技术负阻抗变换器200包括一个运算放大器(opamp)202，在运算放大器的正极端子206和它的输出端口208之间有一个反馈阻抗204。这种类型的负阻抗变换器的缺点是输入电压一般为输出端口的2倍。另一种减少电介质吸收的方法是设计带有低电介质吸收电容的电路，但是这势必要增大体积和成本。
在使用滤波电容器(也叫做环路电容器)的锁相环路(PLL)中，电介质吸收可以导致原有的2-3毫秒(ms)锁定时间增加50-100％之多，PLL路中电解质吸收的影响主要是在滤波电容器上的电压跃变(与频率跃变相应)期间。比如，滤波电容器上的半伏特跃变电压可以与一个大约3MHz的跃变频率相应，当PLL的工作频率发生变化，跃变频率要花时间调整到最终所需的工作频率，并且把这称之为PLL地锁定时间。寄生电阻和寄生电容的长时间常数(与滤波电容器的电介质吸收有关)阻止PLL进行快速调整。对于小的频率跃变，(一般是2MHz或更小的跃变)，电介质吸收的影响往往忽略不计。但是，对于大频率跃变(通常大于3MHz)，更多的电荷必须转入或转出寄生电容器以致使锁定时间延长。
因此，在电子电路中特别是锁相环路中需要一种用于减少电介质吸收的装置和技术。
图1示出一个描述电容器的电介质吸收的现有技术模型。
图2是一个现有技术的负阻抗电路。
图3是根据本发明的一个电介质吸收补偿电路。
图4是根据本发明的锁相环路的方框图。
图5是比较带有和不带有根据本发明的电介质吸收补偿电路的锁相环路的模拟锁定时间与频率关系曲线的对照图。
参照图3，示出一个根据本发明的电介质吸收补偿电路300耦合到一个外部的电容性负载303，补偿电路300通过输入端口302接收一个DC电压，该电压系由带有一个与之关联的寄生电容和电阻的外部电容性负载303提供。补偿电路300包括运算放大器304，它具有倒相和非倒相输入端以及一个输出端，第一和第二晶体管Q1和Q2(示为NPN双极晶体管)，通过它们的集电极耦合到电源306，通过它们的基极耦合到运算放大器304的输出端，并通过它们的发射极分别耦合到运算放大器的倒相和非倒相输入端。晶体管Q1和晶体管Q2的发射极也分别耦合到基本上相等的电流汇314和312，以形成第一和第二电流控制的电流源。一个负载阻抗311耦合到晶体管Q1的发射极而且最好组成一个包括电阻器308和电容器310的RC负载。电阻器308和电容器310的数值选得基本上和与外部电容性负载303相关连的寄生电容与电阻一样。外部电容性负载303耦合到进入晶体管Q2发射极的第二电流源。
运算放大器304和第一电流控制的电流源(晶体管Q1和电流汇314)形成一个单位增益缓冲器电路316，第二电流控制的电流源(晶体管Q2和电流汇312)则耦合到运算放大器304的非倒相端和输出端之间的缓冲器电路的反馈支路。缓冲器316的倒相和非倒相输入端恰好与运算放大器304的倒相和非倒相输入端一致。耦合到单位增益缓冲电路316的非倒相输入端及外部电容性负载303的第二电流控制的电流源(Q2和电流汇312)定位于通过阻容性阻抗308/310的电流。若在运算放大器304的不倒相端检测到一个瞬变，则该瞬变通过晶体管Q1反馈到倒相输入端，迫使运算放大器304的倒相和非倒相输入端电压基本相等。若在外部电容性负载303上出现个电压变化(瞬变)，这种变化将通过运算放大器的负反馈反射并且通过电阻器308和电容器310感测出来。
当外部电容性负载303上的DC电压从低电压变向高电压时，发生正瞬变。出现正瞬变时，电流将通过晶体管Q1的发射极流向RC负载308/310。当检测到正瞬变时，通过晶体管Q1提供的总电流源包括由电流汇314取出的电流和通过RC负载308/310取出的电流。然后这个电流从晶体管Q1映射到晶体管Q2。晶体管Q2接着向外部电容性负载303供给基本上与由阻容负载308/310取出的电流相同的电流。
若外部电容性负载303上的DC电流从高电压变向低电压时，则发生负瞬变。当检测到负瞬变时，电流将从外部电容性负载303通过电流汇312放出。
若在外部电容性负载303上检测到一个正瞬变，电流将只通过RC负载308/310供给。在非瞬变工作期间，晶体管Q2供给基本上与晶体管Q1同样的电流，以避免电流转入或转出外部电容性负载303。
因此，电介质吸收补偿电路300，正如本发明所述，在检出正瞬变时供出电流并在外部电容性负载303检测到负瞬变时吸收电流，电介质吸收补偿电路300产生一个负阻抗来补偿与外部电容性负载303上寄生电容和寄生电阻关联的正阻抗。
现在参考图4，示出了一个根据本发明的锁相环路400。检相器接收到第一和第二输入频率404，406，并对它们进行相位比较，以产生一个正比于两个输入频率之间的相位差的电流信号408。一个低通滤波器410耦合到检相器402的输出端，形成一个二阶环路。低通滤波器410滤掉与检相器402输出相关的噪声。低通滤波器410包括串联到滤波电容器414的滤波电阻器412。一个寄生电阻和寄生电容(没有示出)与滤波电容器414的电介质吸收相关。根据本发明，电介质吸收补偿电路300与滤波电容器414并联。一个电压控制振荡器416产生一个响应电流信号408的输出频率。输出频率反馈到环路分频器分频，并作为第二输入频率信号406回供给检相器402。
当环路分频器418改变以重置输出频率fo时，回路电容器414的DC电压也将发生变化。最初第二输入频率406，比如从120MHz改变到140MHz，使输出频率fo产生一个初始瞬态响应。输出频率fo的瞬态响应通过滤波电容器414上的DC电压的变化检测。与滤波电容器414关联的寄生电阻和寄生电容的长时间常数现在被通过电介质吸收补偿电路300所提供的负阻抗补偿。滤波电容器414快速地进行充电(对于正瞬变)或放电(对于负瞬变)，这样就有效地缩短了瞬态响应。锁相环路400由此可以更快地锁住所需要的工作频率fo。当环路稳定时，输出频率fo等于环路分频比n乘以输入频率fr。
在本发明的优选实施例中，检相器402和环路分频器418被集成在一个单个的集成化合成器电路中。除去电阻器308和电容器310以外，电介质吸收补偿电路300的线路也可以集成到这同一个合成器IC中。这就缓解了无线电设备的线路板上任何附加部件的数目，同时降低了整体成本。
现在参考图5，示出一个带有和不带有本发明所述电介质吸收补偿电路的锁相环路的模拟瞬态响应时间的比较曲线图，瞬态响应展示了所需的工作频率fo(以KHz为单位)的变化与时间(以ms为单位)的关系曲线。对于这个模拟，一个从9伏特到6伏特的电压跃变，相当于一个15MHz频率改变加到1微法的滤波电容器上。这个滤波电容器具有一个大约1.4兆欧姆的寄生电阻和一个20毫微法的寄生电容的特性。根据本发明模拟的电介质吸收补偿电路使用各为10微安培的电流汇尾和一个基本上与那些寄生RC等值的RC阻抗。波形702表示不带有电介质吸收补偿电路的PLL，而波形704则表示带有本发明所述电介质吸收补偿电路的PLL，这个特殊模拟证实了根据本发明的补偿电路对克服负瞬变706的效果。波形702(没有补偿)达到fo-100Hz的频率精确度的锁定时间测出约为4。5ms，波形704(带有补偿)达到fo+100Hz的频率精确度的锁定时间测出约为2ms。因此，在使用根据本发明的电介质吸收补偿电路这个特殊模拟中获得了40％多的总体改善。从而，通过使用电介质吸收补偿电路可以获得改善的锁定时间。