采用电阻网络变差分信号为单端信号的电子线路 本发明涉及半导体电子装置，特别是涉及差分—单端变换器。
混合集成电路的模拟部分通常完全是差分的但有一个单端输出。差分—单端变换器(以下简称变换器)是一个将双路输入信号变换为单端输出信号的电子线路。
图1是在现有技术中人们所熟知的变换器100的简化电路图。
变换器100由电阻R1、R2、R3、R4(110、120、130、140)和运算放大器160组成。
电阻R1(110)连接于负输入端102和运算放大器160的反相输入162两点之间。电阻R2(120)连接于运算放大器160的反相输入162与输出166之间。输出166连接变换器100的输出端106。电阻R3(130)连接于正输入端104和同相输入164之间。电阻R4(140)连接于同相输入164与参考端109(例如，接地端)之间。
为了进一步的说明，引入了信号及其符号。除非另作说明，所有电压都是相对于参考端109(例如，接地端)来说的。变换器100在其输入端104、102接收输入电压Vp和Vn并向输出端106提供输出电压Vout。
输入电压Vp和Vn具有共模分量V′pn和差模分量Vp#、Vn#。它们的关系如下：Vp＝V′pn +Vp#和Vn＝V′pn+Vn#。Vin#是差分输入电压，Vin#＝Vp-Vn＝Vp#-Vn#。
输出电压Vout＝V′out+Vout#，含有一个直流分量V′out和一个交流分量Vout#。
在运算放大器160中，Vni和Vi分别是在同相输入164和反相输入162处的电压。Vni和Vi含有共模和差模分量：Vni＝V′nii+Vni#，以及Vi＝V′nii+Vi#。
在变换器100中，输入电压Vp、Vn被变换为输出电压Vout。信息信号只存在于差模或交流电压(Vp#，Vp#，Vin#，Vout#)之中，而共模或直流电压(V′pn，V′nii，V′out)所起的作用是不需要的，例如噪声和带宽限制。
变换器100具有差模增益A#＝Vout#/Vin#，要求此项增益是线性的。变换器100也有一个共模抑制比CMRR＝V′pn/V′out(也可以表示为：CMRR＝ΔV′pn/ΔV′out)，该比值应该达到最大值。
如果这些电阻满足R1/R2＝R3/R4的关系，那么在同相输入164处地共模电压Vnii不影响直流输出电压V′out。在这种情况下，电压变化ΔV′nii也不会对V′out产生影响。然而，共模电压V′nii是与差模输入电压Vin#有关系的。即使在输入端104、102处的共模输入电压V′pn保持不变，运算放大器160的共模电压V′nii也会发生变化。
运算放大器160本身可以抑制共模电压V′nii以及其中的变化量ΔV′nii，以使直流输出电压V′out保持不变。但是这个特点受到运算放大器160的共模抑制比(CMRR)的限制。CMRR能够随意V′nii而改变。制造具有足够高的CMRR的运算放大器160是昂贵的，而且不是总能实现的。可以通过选择电阻R1、R2、R3、R4对共模电压V′nii加以限制。然而，要提高共模抑制比，就要求提高电阻的比值(R1/R2)，这使得变换器100对噪声更为敏感。
在中、高信号频率(例如，0.5MHz以上)时，也难以提供具有高CMRR值的运算放大器160。当频率更高时，在变换器100的输入端处的共模电容将产生影响，使性能进一步降低。
运算放大器160在大范围内调整共模电压V′nii的能力受到电源电压的限制，使得现有技术的变换器100更加难以在现代的低电压电路中使用。
上述问题可能导致的结果是，变换器100最终必须是一个单独电路，不可能集成到一个较大的信号处理芯片上。对于运算放大器160和变换器100来说，这是最流行的设计中的一种典型情况。
对于现有技术的变换器100来说，也难以优化其不同因素，诸如：CMRR、电阻值、噪声、带宽、反馈环深度及其他等等。
因此，存在一种不断发展着的需求，期望提供一种能克服现有技术中的某些或者全部缺陷的变换器。
图1为根据现有技术的差分—单端变换器的简化电路图。
图2为本发明优选实施例中的一个差分—单端变换器的简化电路图。
图2为根据本发明的电子电路200的简化电路图。电子电路200(以下简称变换器200)将差分信号变换为单端信号。变换器200由电阻网络205和运算放大器260构成。电阻网络205由电阻R1、R2、R3、R4、R5(210、220、230、240、250)组成。其中使用的“电阻”一词泛指呈现为电阻、电感和电容的任何一种元件。
电阻R1(210)连接于负输入端202和运算放大器260的反相输入262之间。电阻R2(220)连接于运算放大器260的反相输入262和输出266之间。(运算放大器的)输出266连接变换器200的输出端206。电阻R3(230)连接正输入端204和通往同相输入264的节点265。电阻R4(240)连接同相输入264的节点265和参考端209。电阻R5(250)连接负输入端202和同相输入264的节点265。
这些电压的定义方式跟现有技术的变换器100相同。除非另作说明，所有电压都是相对于参考端209(例如，接地端)来说的。
变换器200分别在输入端204和202接收输入电压Vp和Vn，并且向输出端206提供输出电压Vout。
输入电压Vp、Vn含有共模分量V′pn和差模分量Vp#、Vn#，其关系为：Vp＝V′pn+Vp#和Vn＝V′pn+Vn#，Vin#为差分输入电压，Vin#＝Vp-Vn＝Vp#-Vn#。
输出电压Vout含有直流分量V′out和交流分量Vout#，Vout＝V′out+Vout#。
在运算放大器260中，Vni和Vi分别是同相输入264和反相输入262的电压。Vni和Vi含有共模和差模分量：Vni＝V′nii+Vni#，Vi＝V′nii+Vi#。
同现有技术的变换器100相比，变换器200包含一个电阻R5，电阻R3和R5的值实际上是相等的。
Vp与Vni的关系为：
Vni＝Vp×R4/(R3+R4)
(1)
Vni与Vn跟Vout的关系为：
Vout-Vni＝(Vn-Vni)×(-R2/R1)
(2)
Vout＝Vni×(R2/R1+1)-Vn×R2/R1
(3)
对于共模电压V′pn来说，R3与R5可以被认为是并联的。因此，共模电压V′nii为：
V′nii＝V′pn×R4/(R3#R5+R4)
(4)
其中，R3#R5是R3×R5/(R3+R5)的简略表示。将方程式(3)和(4)联立，并且只考虑共模分量，得：
V′out＝V′pn×〔(R4/(R3#R5+R4))×(R2/R1+1)-R2/R1 〕
(5)
输出端266的直流电压V′out变为零的条件是：
R4/(R3#R5+R4)×(R2/R1+1)＝R2/R1
(6)
当R3＝R5时，条件(6)可以简化为：
R1/R2＝R3/(2×R4)
(7)
电阻R1(210)的值与电阻R2(220)的值之比实际上等于电阻R3(230)的值与电阻R4(240)的值的两倍之比。若条件(7)得到满足，则输入电压Vp和Vn的共模振幅ΔV′pn对输出电压Vout不产生影响。
同现有技术相比，在同相输入264处的共模电压V′nii跟差分输入电压Vin#无关。这就意味着输入电压Vin#的变化(ΔVn#＝-ΔVp#)不改变同相输入264处的共模分量V′nii。如果电压V′nii保持恒定，那么运算放大器260的共模阻抗将低于V′nii变化时的数值。换句话说，用于现有技术变换器100中的运算放大器160必须能够接收起伏变化着的(共模)电压Vnii。运算放大器160、260的电源电压应当高于V′nii的变化范围。在本发明的变换器200中，V′nii的变化范围可以被电阻网络205大幅度地压缩。因此，运算放大器260的电源电压也可以降低，变换器200因而适合于低电压的各种应用。
在同相输入264处的电压V′nii被保持在一个恒定的数值上，差分电压Vin#被放大到交流输出电压Vout#，增益为A＝R2/R1。
人们将体会到，虽然只详细地描述了本发明的一个具体实施例，但是本领域的技术人员可以在不超出本发明范围的条件下，根据本文的讲授作出各种修改和改进。
例如，可以用具有实部和虚部的复数阻抗来取代电阻R1、R2、R3、R4和R5这样的复数阻抗可以是诸如，电容、电感线圈、其它元件或者它们的组合。在这种情况下，变换器200可能还有附加的功能，例如滤波器的功能。
通过对本发明作这样的描述，显而易见，根据本发明作出的变换器包含一个附加电阻R5，连接于负输入端与同相输入之间。本发明的变换器具有现有技术(变换器)的全部特性，还加上附加的优点。例如，在运算放大器输入端处的共模电压V′nii与差分输入电压Vin#无关。因而可以降低对运算放大器共模抑制比(CMRR)的要求。这样一来，在那些原先必须使用昂贵的运算放大器的电路中，允许以廉价的方式使用具有低CMRR和低共模阻抗的运算放大器。
因此，本发明的变换器尤其适用于低电压的各种应用。