波形因子改进和电磁干扰降低 的次谐振串联谐振换能器 本发明涉及次谐振串联谐振换能器(即，工作在低于换能器谐振频率的转换频率范围的串联谐振换能器)，尤其涉及具有减小电磁干扰(EMI)和提高效率的负载-耦合储能元件的换能器。
谐振换能器通常被定义为一种其中直流DC电源或者整流后的交流AC电源，穿过串联和/或并联的两个或更多个电抗性元件(储能电路)和其中通过变换开关频率来控制输出功率的输出耦合电路而被开关的换能器。
在设计换能器电路时要考虑的两个参数是，电磁干扰(EMI)和影响工作效率的传导电流的波形因子。电磁干扰EMI通常是由于储能电路或输出电路中电流的急剧上升或下降引起的，并且如果能避免同接收机和其它电子设备间的所不期望的干扰，就可以使EMI达到最小。波形因子，定义为电流波形平均值的均方根或rms值，用于定性估价换能器中的传导损耗。纯正弦波电流，其波形因子为1.11，在效率地角度被认为是理想的波形。
最简单的谐振换能拓扑结构是两元件串联换能器，其中储能电路包括一个电容器和一个电感器的串联组合。这种拓扑结构，如图1所述，因为其高效率，软开关，以及对诸如绝缘栅型双极性晶体管(IGBTs)之类的高功率开关设备在高于硬件转换的PWM的工作频率时的有效利用，而十分有益。术语“软开关”通常适用于下面所说明的，工作在零电压或零电流开关状态的电路。
具体参见图1，串联的储能元件C1和L2，中间经过输入EMI滤波器，旁路电容器C4和C5，以及高功率IGBTs Q1和Q2，跨接一直流DC电源。储能电路在电容器C1的阻抗等于电感器L2的阻抗时的频率处，具有单一的谐振峰。IGBTs Q1和Q2以某一受控的开关频率被交换偏置为导通和截止，以对储能电路进行交流激励。变压器T1通过全波桥式整流器CR2，旁路电容器C6，和输出EMI滤波器，将储能电路感性地耦合到直流DC负载。在所说明的实施例中，旁路电容器C4，C5和C6应至少具有阻抗小于储能电容器C1的阻抗的幅值顺序，此时假设变压器T1的匝数比是1∶1，因此不会对换能器的性能产生很大的影响。
当图1所示的换能器工作在高于谐振峰的开关频率时，即工作在过谐振频率，负载电流随着频率的增加单调减小。尽管每一个IGBT在截止时会中断大的前向电流，然而在导通时IGBT两端没有前向电压。这样，过谐振模式就实现了通常所谓的零电压开关。尽管过谐振模式通常适用于能快速截止，且有很小的开关损失的功率MOSFETs，但是它容易产生EMI，并且在工作频率远高于声频(即20KHz)时，不适用于诸如IGBTs的慢速截止设备。
当换能器工作在低于谐振峰的开关频率时，即工作在次谐振频率，负载电流随着频率的减小而单调减小。在这种模式中，经过一导通的IGBT的电流，在被截止之前，反向流经反并联或空程(freewheeling)二极管，就使得通过此IGBT的电流在其它的IGBT被导通之前能够被充分转换。这样次谐振模式就实现了通常所谓的零电流开关。这种最初与SCR一起使用的模式，非常适用于诸如IGBTs的，速度比MOSFETs慢的现代功率设备。
不考虑换能器的模式，一般要避免工作在或者接近于谐振峰，这是由于接近谐振状态时的输出控制灵敏度一般很高，并且在谐振状态的操作会对重负载产生击穿现象。另外，太接近谐振状态的操作，对于诸如IGBTs之类的慢速设备，会由于其截止恢复时间不足而产生问题。但是，接近于谐振状态的操作的优点是可以获得接近于正弦波的波形因子，从而减小传导损耗。
如上所述，本发明的目标只是工作在次谐振开关频率的换能器。因此，下面的讨论将被限制在次谐振换能器的拓扑结构，以及提出的各种用于提高性能或增加功能的设计改进。
图2描述了具有与变压器T1的初级线圈并联的附加的第三个储能元件，电感器L3的换能器。附加的电感器L3提供升压功能，允许换能器的输出电压大于其输入电压。另外，当负载是轻负载或断路时，电感器L3用于使主谐振峰向低频方向移动。在断路在极端情况下，谐振峰由串联的电容器C1、电感器L2和电感器L3决定。在另一种极端情况(电路负载短路)下，谐振峰由串联的电容器C1和电感器L2决定，如在图1所示的换能器中。
图3说明了与图2中的三元件谐振换能器相比较的图1中的两元件谐振换能器的功率转换特性。调整具体元件的取值，以使得进行比较的两个换能器大致具有相同的功率输出能力。选择图2中电感器L3的值，可使其对交流AC输入实现中的最高功率因子提供近于最佳的升压作用。另外，两个换能器都工作在不超过主谐振峰值60％的开关频率范围。这样限制工作频率，可以确保零电流软开关和在宽负载电压范围内的良好操作。一种不利的方面是传导电流的波形因子大于最佳值，尤其是在功率转换设备中。对四个不同工作频率状态的性能进行比较；最高频率是150KHz，最低频率为10KHz。在整个工作范围内的控制是单调的。图2所示的换能器具有通常与宽频率范围内的操作相关的缺点—困难的变压器设计，声频噪声，以及需要大的输入和输出滤波器。另外，尽管图3中没有显示控制异常现象，但是大多数物理过程并不是完全单调的。这常常在低工作频率时，由于变压器T1的芯子饱和而导致。
图1和图2中的换能器都具有低的转换损失，流经转换设备的低的值，以及因而所具有的弱电磁干扰(EMI)等优点。但是这些电路会对变压器T1的两端产生高的。熟悉本技术的人员都知道，通过在变压器次级线圈的每一端与地之间连接小的电容器，可以，或许很有效地，减小两种微分值和公共模式。另一方面，在变压器T1的初级线圈和/或次级线圈跨接并联小电容器，可以在不严重影响电路其它性能的情况下，减小值。
图4说明了另外包括与储能电容器C1并联的电感器L1的四元件谐振电路。类似的拓扑结构已由Sakakibara等在U.S.Patent4,679,129提出，而且最近，由Beyerlein等在U.S.Patent 5,504,668提出。并联的电感器L1和电容器C1在储能电路的功率转换函数中，形成一个独立的，或者不可移动的零负载项。在次谐振工作模式中，该零点的频率精确地确定了换能器输出降为零的最小工作频率。Sakakibara等人利用该并联储能电路在或者是仅大于20KHz处形成零点，以消除声频噪声。
图5说明了现有技术中另外两种与电源电压和转换晶体管的设置有关的拓扑结构的变形。对于电源电压，图1，图2和图4中的换能器被说明为采用直流DC电源供电，而图5中的换能器则采用交流AC电源供电，并因而包括一个输入全波桥式整流器电路CR1。选择合适的电感器L3的值，在没有实际谐波控制时，交流输出电路具有高的功率因子，大于0.98。另外，已证明，即当实际对工作频率进行控制时，在扩展的范围内，功率因子可以更高，大于0.99。对于开关晶体管的设置，图1，图2和图4中的换能器采用通常所谓的半波桥式电路，其中一对晶体管交替地被偏置为导通，而且该储能电路通过一对旁路电容器C4和C5，耦合到电源。另一方面，如图5所示，换能器可以采用一个具有旁路电容器(C5)的全波晶体管桥式电路(IGBTs Q1～Q4)。通常，全波晶体管桥式结构与上述参考附图1,2和4的半波结构相仿，只是桥式晶体管Q1/Q4和Q2/Q3成对地被偏置为导通或者截止。
本发明的目标是一种保留通常与简单串联谐振换能器相关的优点，同时还提供改进的波形因子和降低的EMI的，改进的次谐振换能器。根据本发明，整个储能电路包括至少相串联的第一个电感器和第一个电容器，与负载电路并联的第二个电容器，以及与第二个电容器并联，以提供升压功能的第二个电感器。除了减小负载电路中的值之外，第二个电容器牵引电流，这样做具有减小供电电流的波形因子，同时缩短电流周期中负值部分的作用，这样就可以通过导通下一个转换设备，而使某一开关设备中反并联二极管的反向电流被终止，或者近似被终止，从而减小与导通时电流最初的急剧上升有关的电磁干扰EMI。
在优选实施例中，储能电路还包括与第一个电容器并联的，用来缩小开关频率范围，从而在整个换能器的负载范围内扩展上述波形因子和改进EMI的第三个电感器。另外，储能电路优选为经一隔离变压器耦合到负载电路，如上述参考附图1,2和4的讨论。
现在参照附图，通过实施例对本发明进行描述，其中：
图1是具有第一个储能电容器，第一个储能电感器，以及一个用来把储能电流耦合到直流DC负载的输出变压器的，现有技术中两元件串联谐振换能器电路的原理图。该换能器通过直流DC电源供电，并且采用一个半波晶体管桥式电路。
图2是在图1所示电路中添加与输出变压器初级线圈并联的第二个电感器的，现有技术中三元件谐振电路的原理图。
图3是直流DC负载电流作为图1和图2所示换能器电路输入电压的函数，在四个不同的工作频率条件下的曲线分布图。
图4是在图1所示电路中添加与第一个储能电容器并联的第三个储能电感器的，现有技术中四元件谐振电路的原理图。
图5是图1所示的现有技术中的三元件串联谐振电路的原理图，但是通过交流AC电源供电，并且采用一个全波晶体管桥式电路。
图6是根据本发明的四元件谐振换能器电路的原理图，其中包括串联的一个储能电感器和一个电容器，一个与负载电路并联的负载-耦合电容器，一个与负载-耦合电容器并联的升压电感器，以及一个把储能电路耦合到负载电路的隔离变压器。
图7是图6所示的，根据本发明的五元件谐振换能器电路的原理图，还包括一个与储能电容器并联的电感器。
图8是图6所示的，根据本发明的四元件串-并联谐振电路的原理图，但是具有一个直接耦合的负载电路。
图9A是如图7所示，但是去掉了所述第一个电容器的换能器电路中的典型电流波形图。
图9B是图7所示五元件换能器电路中的典型电流波形图。
图1OA是如图7所示，但是去掉了所述第一个电容器的换能器电路中的典型电压波形图。
图10B是图7所示五元件换能器电路中的典型电压波形图。
图11是描述图7所示，但去掉电感器L1的四元件换能器，和图7所示五元件换能器中的频率断点以及相对元件取值分布的表格。
图12是在图7所示换能器电路中，直流DC负载作为输入电压的函数，在四个不同的工作频率条件下的曲线分布图。
图6到图8不完全地描述了在不同结构下，根据本发明的换能器电路。尽管在每一种结构中，都被说明成由交流AC源供电，以及采用IGBT桥，由直流DC源供电，和/或采用半波桥式电路，或者IGBT之外的开关设备的其它结构也是可以的。通常，全波桥路由于其提高的效率和灵活性而优于半波桥路。至于桥式晶体管，IGBTs的输入电压通常优选为大于200伏，而MOSFETs则通常优选为较低的输入电压。在直流DC结构中，C4和C5的值通常是C1的10到50倍。在交流AC结构中，具有同样的典型比值；因此，全波桥式整流器CR1的输出端电压是经全波整流的正弦波。在全波桥式结构中，一个半桥的输出可能相对另一半桥发生相移，但在优选实施例中，第二个半桥以180°的固定相移而工作。
电路的另一种变化是采用一个隔离变压器，把储能电路耦合到负载电路。图6到图7所示换能器电路包括一个隔离变压器T1，而在图8所示的换能器电路中，储能电路直接耦合到负载电路。每一种换能器电路可以采用或不用隔离变压器，取决于系统的要求。
在输出电路中，整流器CR2提供负载电流的全波整流信号。其它的各种电路设置，例如中心抽头和倍压器电路，也是可行的。电容器C6与电容器C4和C5一样，具有旁路的功能。因此，C6的容值通常比电容器C1的值大10到50倍。这是假设变压器T1的匝数比是1∶1，或者不存在的。否则，如果假设变压器T1的匝数比是1∶n，则C6的容值通常为的10到50倍。
除采用隔离变压器外，最简单的换能器结构如图6所示，其中换能器储能电路包括四个元件：一个与负载电路中桥式整流器CR2并联的负载-耦合电容器C2，一个与电容器C2并联的升压电感器L3，以及一个与负载-耦合电容器C2串联的储能电感器L2和电容器C1。当采用隔离变压器T1时，其次级线圈S与电容器C2并联，初级线圈P与升压电感L3并联。在没有变压器的结构中，升压电感L3直接与负载-耦合电容器C2并联，如图8所示。在上述参考图2的描述中，电感器L2提供升压的能力。
一种五元件结构如图7所示，其中储能电路还包括一个与电容器C1并联的电感器L1。如上述参考图4所讨论的，这会在储能电路的转换函数中引入一个负载无关零项(load mdependent zero)。事实上，这一零项确立了换能器输出功率减为零的最小开关频率fmin。换言之，当晶体管桥式电路的开关频率降至此最小频率fmin时，换能器的输出电压变为零。在优选实施例中，选择L1的阻抗值，可使得负载无关零项的频率约为储能元件所确立的主谐振频率fres的50％。
另一种上述的无变压器四元件结构，如图8所示。在这种结构中，储能电路包括升压电感器L3，但是不包括频率限制电感器L1。没有电感器L1，换能器工作频率的下限就不固定，而且在低负载条件下，所述因电容器C2导致的性能的提高并不显著。然而，图8所示换能器电路说明了本发明并不限于采用隔离变压器T1，或者与储能电容器C1并联的电感器L1。
通过具体储能电路操作的例外情况，图6到图8所示换能器的功能，对于熟悉本技术领域的人员来说，是简单且熟知的。晶体管Q1-Q4成对地被导通和截止，可以在小于主要由电容器C1和电感器L1的阻抗值所定义的储能电路主谐振频率fres的频率处，产生峰-峰值电压基本上等于CR1输出端的瞬时电压值的准方波。由于电容器C2和电感器L3并联地与负载电路耦合，它们对主谐振频率峰的影响随负载而变化。
根据本发明，可以控制桥式晶体管Q1-Q4的开关频率fo，以维持所期望的输出功率，但是却被限制于约为主谐振频率fres的50％-60％的最大频率fmax。在小于此最大值的开关频率处，输出功率随开关频率单调成比例地变化。在包括与电容器C1并联的电感器L1的结构中，所述频率范围被限制在主谐振频率fres的50％到60％之间。
由于换能器工作在次谐振模式(即，其开关频率fo小于主谐振频率fres)，则储能主流在其周期的正值部分，流经IGBTs的导通时，然后反向流经该IGBTs中的反并联二极管。在电流反向以后，IGBTs如上述被截止，从而达到零电流或软开关状态。当另一对IGBTs被导通时，任何残余的反向电流，加上反并联二极管的反向恢复电流，被分流到IGBTs，会导致不希望的冲击电流。
上述操作图解描述于图9A和图10A，其中对于如图7所示，但是去掉了电容器C2的换能器电路，电流和电压波形分别设为时间的函数。参考图9A，时间t0表示给定的一对IGBTs，例如Q1和Q4的导通时间，标志着开关周期的开始。另一对IGBTs(Q2和Q3)在时间t4被偏置导通，并且当IGBTs中的Q1和Q4在被偏置导通时，在t0’重复该周期。标记为IQ1的粗实线表示由IGBTs中的Q1提供的电流。实线IL3表示分流到电感器L3的电流，虚线ICR2表示桥式整流器CR2输出端的整流输出或负载电流。在图10A中，标记为VQ1的实线表示IGBTs中Q1两端的电压，标记为VT1的虚线表示隔离变压器T1的次级线圈S两端的电压。
IQ1可以看作IL3和ICR2的和。可以看出，由于升压电感器L3的作用，在间隙t0-t2中供电电流IQ1的正值部分发生一些程度的扭曲。如上所述，这会影响大于最佳值的储能电流波形因子的增大。在时间t1，变压器T1的次级线圈S两端电压反向，如图10A所示，通过输出桥式电路CR2而改变电流路径。储能电流IQ1的负值部分发生在时间间隔t2-t4，并且此间隔中，IGBTs中的Q1和Q4在时间tX被截止。由时间t4，负值电流的终止归因于IGBTs Q2和Q3的导通。一相似的但是极性相反的储能电流波形在间隔t4-t0’中发生。
为了与本发明一致，注意到在每一对IGBTs导通时，仍然有显著的反向电流流经另一对IGBTs中的反并联二极管，这一点很重要。这是由于在t0和t0’时刻，IQ1的急剧增加。当然，当晶体管Q2和Q3导通时，在t4时刻会发生同样的增加(尽管图9A中未画出)。在每一种情形下，换能器会遭受相关的开关损失，并且产生不希望的强电磁干扰EMI。EMI的另一个来源是在t1时刻，变压器T1两端电压急剧的变化，如图10A所示。
图9B和10B描述了图7中换能器相应的电流和电压波形。除了增加了表示流经储能电容器C2的电流的波形IC2外，图9B中的波形和时间指示都相应于图9A中所示。由波形可知，根据本发明增加的负载-耦合电容器C2，基本上可以消除参考图9A到10A所述的不良工作特性。现在，输出电压的反向变化非常缓慢，如图10B所示。这可使其自身减小EMI，更重要的是，在的间隔t1-t3中，可以产生通过减小其波形因子，同时缩短反向电流间隔t2-t4而改变供电电流IQ1波形的电容器电流IC2。
在包含用于升压的电感器L3的换能器中，减小波形因子尤其有利，因为如上所述，包括电感器L3具有增加大于最佳值的储能器电流波形因子的不良作用。将波形因子减小到接近最佳值，具有减小传导损耗和提高工作效率的作用。在图7所示的结构中，波形因子的改进大约可达18％。
通过缩短供电电流周期中的负值部分，并通过导通下一对开关设备，可以使一对开关设备中反并联二极管中的反向电流被终止，或者近似被终止。在图9B所示的实施例中，当IGBT Q2和Q3被导通时，在时刻t4，只存在一少量的反向电流。作为结果，每一对IGBTs被导通时，电流的剧变作用显著地减小。同样，这也具有减小转换损失，和在导通时与电流的急剧上升有关的电磁干扰EMI。
图11是用来说明对于1∶1000(或更大)，1∶2,1∶1.5，和1∶1.2的频率范围中的频率断点及储能元件的相对元件取值的表格。1∶1000(或更大)的频率范围与图7所示电路中去掉电感器L1的电路相对应，而其它的频率范围与图7所示电路相对应。在此表格中，假设变压器具有1∶1的匝数比。对于交流AC输入的结构，Vin/Vout的比率表示为Vrms/Vdc。Rload(有效的)在比率输出时被计算为Vout/Iload。频率断点在完全输出，Fo(max)时以和工作频率的比率给出。五元件电路中元件的阻抗值在Fo(max)条件下，以和R的比率给出。
图12描述了图7所示五元件谐振换能器在四个不同的工作频率(Fo)下的功率转换特性，其中利用图11表格中最右边一列给出的示例性元件取值。如图所示，最大功率输出发生在工作频率为150KHz处，并且随着工作频率减小到由并联的电感器L1和电容器C1所确定的最小工作频率125KHz，功率单调减小到零。总之，本发明提供一种保留通常与简单串联谐振换能器有关的优点，同时改进传导电流的波形因子，和减小换能器产生的电磁干扰EMI的新颖的次谐振换能器拓扑结构。
上面参考不同的实施例，对本发明进行了描述，并且应该理解，在本发明范围中的其它多种变型也是可以的。因此，本发明的范围并不限制于所述实施例，而是由附加权利要求所定义。