现在将结合附图来描述本发明的实施例。图3概要地显示本发明可适用的一
个无线局部网络系统。本发明被应用的无线局部网络系统包括多个无线通信终端
101A,101B…和一种无线通信控制终端102。无线通信终端101A,101B,…
包括分别与无线通信单元104A,104B,…连接的数据终端103A,103B…诸
如计算机等等。该无线通信控制终端102包括与一无线通信单元105所连接的数
据终端106。数据通信在该多个无线通信终端101A,101B,…，中间发生，
同时在各个无线通信终端101A,101B…中间的数据通信由无线通信控制终端
102控制。进一步，无线通信控制终端102可以仅仅由无线通信单元105构成。
无线通信终端101A,101B，…的各个无线通信单元104A,104B,…分
别由发射器111A,111B,…，接收机112A,112B,…，以及空制器113A,
113B,…，形成。发射机111A,111B,…接收机112A,1123,…如此构成，以
致数据通信能以一种无线方式由OFDM系统完成。
无线通信控制终端102的无线通信单元105由发射器115，接收机116，以
及控制器117形成。发射器115和接收机116也被如此构成，使得数据通信能在
OPDM系统上由无线完成。此外，无线通信控制终端102侧的无线通信单元105
包括资源信息存储118，用于存储与在无线通信终端中间的数据通信的时间分配
有关的资源信息。
在这个系统中，数据通信基于OFDM系统而发生。例如，OFDM系统的
147455个字符(相应4msec)被定义为一帧，并目在这个帧之内时分复用的数据将被
传输。
在一帧的开头，用于获取同步的M序列码从无线通信控制终端102的无线通
信单元105发送。用于获取同步的M序列码由无线通信终端101A,101B,…的
各个无线通信单元104A104B接收，并且根据这种接收的定时，建立数据的传输/
接收的定时。
当无线通信终端101A,101B,…请求数据通信时，该传输请求从无线通
信终端101A,101B,…的无线通信单元104A,104B向无线通信控制终端
102的无线通信单元105发送。基于传输请求和资源信息，无线通信控制终端102
的无线通信单元105确定每个无线通信终端101A,101B,…分配的传输时间。
包括分配的传输时间的控制信息从无线通信控制终端102的无线通信单元105向
无线通信终端101A,101B…的各个的无线通信单元104A,104B,…传输。
根据分配的传输时间，数据传输/接收在无线通信终端101A,101B,…的各个
无线通信单元104A,104B,…中完成。在这种情况下，为获取在一帧的开头被
传输的同步，数据的传输/接收定时根据M序列决定。
图4显示无线通信控制终端102的无线通信单元105的结构。参见图4,11
表示通信控制器，并且通过这种通信控制器11，数据终端的数据交换发生了。
从通信控制器11来的传输数据提供到DQPSK(差分编码的正交相移键控)解
调器电路12。该DQPSK解调器电路12DQPSK解调传输的数据。
提供DQPSK解调器电路12的输出到串行/并行转化电路13。串行/并行转化
电路13把串行的数据转化成为平行的数据，串行/并行转化电路13的输出提供到
IFFT(反向快速富立叶变换)电路14。该IFFT电路14将传输的数据变换成频域数
据，同时将它反向富立叶变换成为时域数据。提供IFFT电路14的输出到一个平
行/串行的转换电路15。
串行/并行转换电路13,IFFT电路14以及平行/串行转换电路15根据OFDM
系统把数据转换成为多载波信号。OFDM系统利用多个付载波，其频率间隔是
fo，每个子载波相互正交，以便除去码间干扰，并且为每一付载波分配一个低的
比特速率信号，这样一种高的比特速率能作为一个整体完成。
图5显示根据OFDM系统的传输波形形式的频谱。如在图5中显示的，在
OFDM系统中，信号被传输，利用了付载波，它们是相互正交的，并且有频率间
隔fo。
在OFDM系统中，通过将传输信号变换成频域，并且利用反向FFT把它从
频域变换至时域，来产生信号。通过获取在所有的fo间隔接收的波形形式，并且
利用FFT把时域信号变换成为频域信号，解码被相反地完成。
在这个例子中，如图6中显示的，串行/并行转换电路13转换从DQPSK解
调器电路12输出的51个取样为并行的数据，该数据被变换到频域。串行/并行转
换电路13的输出由IFFT电路14变换成为时域数据，该IFFT电路14输出64
个取样的有效字符。为了有效取样64个取样，增加警戒间隔的8个取样。
因此，在这个例子中，如图7中显示的，一个字符包括64个取样的有效字符
和8个取样的警戒间隔，即总共是72个取样。字符时期T字符例如是(T字符
=1.953F(sec))，并且取样时期T例如是(T取样=27.127nsec)。取样频率F例如是(F
取样=36.864MH)。
因为OFDM系统发射被分配到多个付载波的数据，传输一个字符就要求一
个长时间。进一步，因为在时间路线上警戒间隔被增加，该系统的特征在于：它
不容易受到抖动和多路径的影响。顺便地，警戒间隔选择为在有效的字符长度的
百分之十和二十左右之间。
换句话说，用OFDM系统，在完成FFT解调期间从继续不断接收的信号中
提取有效的字符长度是必要的。尽管由于抖动等等会引入任何误差，当有效的字
符长度被提取时，因为警戒间隔的存在，频率组成部分将不改变，而且将只产生
一个相位差。通过将一种已知模式插入到相位校正信号中或者利用差分编码来取
消相位差，这将能确保解调。仅仅在正常的QPSK调制的情况下，才必须在所有
的比特进行定时匹配，但是在OFDM系统中，即使若干比特偏离，在灵敏度中
仅仅会引起几个dB的恶化，这允许解调。
回头参见图4，并行/串行转换电路15的输出被提供到一个转换的电路16的
终端16A。M序列(最大限度长度码)产生电路31的输出被提供到转换电路16的
另一个终端16B。
转换电路16的输出被提供到频率转换电路17。一个本地振荡信号从PLL合
成器18提供至频率转换电路17。频率转换电路17把传输的信号转换成为一种预
定的频率。对于传输频率，可以被认为是采用，例如2.4GH,5.7GH和19GH
等等的类似-微波频带的频率。
频率转换电路17的输出提供到功率放大器19。功率放大器19放大传输信号
的功率。功率放大器19的输出被提供到转换电路20的端子20A。转换的电路20
按照传输时间或者接收时间来转换，在数据的传输期间，它转换到端子20A，以
提供转换的电路20的输出到天线21。
提供从天线21接收的信号到转换电路20。在数据的接收期间转换电路20
转换到另一个端子20B。这样，在它通过LNA(低噪音放大器)22放大之后，转换
电路20的输出被提供到频率转换电路23。
一个本地振荡的信号从PLL合成器18提供到频率转换电路23。这种频率转
换电路23把接收的信号转换成为一个中间的频率信号。
频率转换电路23的输出提供到串行/并行转换电路24，并且串行/并行转换电
路24的输出提供到FFT电路25。FFT电路25的输出被送到并行/串行的转换
电路26。
串行/并行转换电路24，FFT电路25以及并行/串行转换电路26完成OFDM
系统的解码。换句话说，串行/并行转换电路24提取有效的数据，并且从用于转
换成并行数据的所有fo间隔处获取所接收的波形形式。串行/并行转换电路24的
输出提供到FFT电路25，而且FFT电路25把时域信号变换成为频域信号。按
这种方法，变换对在fo的每个间隔所取样的波形形式进行快速傅里叶变换，
OFDM系统的解码就发生了。
并行/串行转换电路26的输出提供到DQPSK解调器电路27，该DQPSK解
调器电路27进行DQPSK解调，该DQPSK解调器电路27的输出提供到通信控
制器11，同时该通信控制器11输出所接收的数据。
所有操作由控制器28控制。基于来自控制器28的指令，通信控制器11控制
数据的传输与接收。
这个系统被如此安排，使得数据在TDMA系统上用一帧作为单元被传输，而
且用于获取同步的M序列码在一帧的开头在一个字符中被传输。为了执行这样的
控制，无线通信控制终端102的无线通信单元105提供有M序列产生电路31，
资源信息存储器30和定时器29。在一帧的开头的字符定时处，转换电路16转换
到端子16B一侧。这使M序列的一个字符在帧的开头的定时被传输。
当传输请求从各个的无线通信终端101A…,101B,…的任何无线通信单
元104A,104B被发射时，这传输请求由天线21接收，由FFT电路25进行OFDM
解调，由DQPSK解调器电路27进行DQPSK解调，并且然后提供到通信控制
器11。然后，解调的接收数据从通信控制器11向控制器28提供。
控制器28提供有资源信息存储器30。该资源信息存储器30把有关所分配的
传输时间的资源信息存储到各个无线通信终端101A,101B,…，它在一帧中
被传输。基于所接收的传输请求和通信资源的剩余量，控制器28为各个的无线通
信终端101A,101B,…确定分配的传输时间。用于传输分配的该控制信息从
控制器28被传输到通信控制器11。来自通信控制器11的数据由DQPSK解调
器电路12进行DQPSK解调，由IFFT电路14进行OFDM变换，并且从天线21
传输到各个无线通信终端101A,101B…中的无线通信单元104A,104B…。
图8显示了无线通信终端101A,101B,…的每个无线通信单元104A,
104B,…的结构。参见图8，传输数据通过通信控制器51输入。从通信控制器
51来的传输的数据提供到DQPSK解调器电路52。该DQPSK解调器电路52
对传输的数据进行DQPSK解调。
DQPSK解调器电路52的输出提供到串行/并行转换电路53。串行/并行转换
电路53把串行的数据转换成为并行的数据，串行/并行转换电路53的输出提供到
IFFT电路54。该IFFT电路54将传输的数据变换到频域数据，并且然后把它
反向富立叶变换成为时域数据。IFFT电路54的输出提供到并行/串行转换电路
55。该转换电路53,IFFT电路54，和并行/串行转换电路55根据OFDM系统
把这些串行/相应数据转换成为多载波信号。
并行/串行转换电路55的输出提供到频率转换电路57。频率转换电路57提
供有来自PLL合成器58的本地振荡信号。频率转换电路57把传输的信号转换成
为一种预定的频率。
频率转换电路57的输出提供到功率放大电路59，并且该功率放大器电路59
对传输的信号进行功率放大。提供功率放大器59的输出到一转换电路60的终端
60A。在数据的传输期间，转换的电路60被转换到端子60A侧。提供转换电路
60的输出到天线61。
提供从天线61来的接收信号到转换电路60。在数据的接收期间，转换的电
路60转换到另一个端子60B侧。在它由局部网络62放大之后，转换的电路60
的输出被提供到频率转换电路63。
本地振荡信号从PLL合成器58提供到频率转换电路63，而且频率转换电路
63把接收的信号转换成为一个中频信号。
频率转换电路63的输出提供到串行/并行转换电路64以及相关性检测器电路
71。
串行/并行转换电路64的输出提供到FFT电路65，而且FFT电路65的输
出提供到一并行/串行的转换电路66。串行/并行转换电路64,FFT电路65和并
行/串行转换电路66完成OFDM系统的解调。
并行/串行转换电路66的输出提供到DQPSK解调器电路67，以及这DQPSK
解调器电路67进行DQPSK解调。提供DQPSK解调器电路67的输出到通信
控制器51，而且通信控制器51输出所接收的数据。
所有操作由控制器68控制。基于从控制器68来指令，通信控制器51控制数
据的传输与接收。
这个系统被如此安排，使得数据如此被传输，即在TDMA系统上以一帧为单
元，并且在一帧的开头的一个字符中，用于获取同步的M序列码从无线通信控制
终端102的无线通信单元105发送。为了执行这样的控制，各个的无线通信单元
104A,104B,…装备有相关性检测器电路71和定时器72。在帧的开头处的
定时，从无线通信控制终端102的无线通信单元105所传输的M序列由天线61
接收，并且向相关性检测器电路71传输。如果估算出一种强大的相关性，相关性
检测器电路71检测接收的码和预定的码之间的相关性，并且输出相关性检测信
号。提供相关性检测器电路71的输出到定时器72。在来自相关检测器电路71
的相关性检测信号基础上，设置定时器72的时间。
如果有一些要传输的数据，基于控制器68的指令，传输请求从通信控制器51
发送。该传输请求由DQPSR解调器电路52进行DQPSK解调，由IFFT电路54
进行OFDM变换，并且从天线61传输到无线通信控制终端102。传输请求由无
线通信控制终端102接收，并且从无线通信控制终端102返回包括分配传输时间
的控制信息。
这个控制信息由天线61接收，由FET电路65进行OFDM解码，由DQPSK
解调器电路67进行DQPSK解调，并且提供到通信控制器51。然后，解调的接
收数据从通信控制器51被传输到控制器68。
控制信息包含有关传输时间的信息。这些时间根据定时器72的时间确定。定
时器72由相关性检测器电路71的输出设置，即从无线通信控制终端102所传输
的M序列的时间的定时。
当通过定时器72估算时，即开始传输的时间，控制器68指令通信控制器51
输出传输的数据。这种传输的数据由DQPSR解调器电路52进行DQPSK解调，
由IFFT电路54进行OFDM变换并从天线61输出。而且，当通过的定时器72
进行估算时，即到了接收时间，控制器68指令FFT电路65进行处理，以解调所
接收的数据。
这样，这个系统被如此安排，使得根据利用多载波的OFDM系统来被传输
那些数据。即使有若干个取样偏离，OFDM波形，如上所述，对抖动具有抵抗
力，并且能被解调。然而，如果更多取样偏离以致超过两个字符，他们就不可能
被解调。因此，有必要进行某种程度的时间设置。这样，这个系统将被如此安排，
使得例如147455个字符(4msec)构成一帧，在TDMA系统上传输的这种帧数据之
内，在每一帧的开头在一个字符中设置M序列，并且利用这种M序列来确定解
调的定时。
如果接收机时钟具有与所接收的OFDM波形相关的6.8ppm的偏差，在
4msec的一帧期间，27.2nsec的时间差将被积累。这符合36.864MH的取样速
率。因此，准备约6.8ppm精度的时钟将确保解调。
此外，对于同步字符，不同于该M序列的两种周期相等的M序列可以使用。
可能的是使用黄金码，它是通过增加两种具有相同周期，巴克码(Barker code)，
大块码(bulk code)等等的M序列而获得的码序列。
在图8中所显示的相关性检测器电路71能构成如图9中显示的构形。参见图
9，提供接收的信号到输入终端81。接收的信号提供到一匹配滤波器82以及平
均值振幅检测器电路83。匹配滤波器82和平均振幅检测器电路83的输出被提供
到除法电路84，并且在除法电路84中，匹配滤波器82的输出电平Sa被除以平
均振幅检测器电路83的输出电平SB。除法电路84的输出提供到比较器电路85，
一个预定的门限值TH提供到其上。比较器电路85把除法电路84的输出与门限
值TH相比较。比较器电路85的输出是来自输出终端86的输出，作为相关性值
检测信号。
当M序列被接收时，匹配滤波器82的输出电平Sa增加。这使除法电路84
的输出比预定的门限值TH更大，即满足Sa/Sb＞TH，而且相关性检测信号从比
较器电路85出现。这个相关性检测信号是来自输出终端86的输出，
当输入信号有一个大的振幅时，匹配滤波器82的输出电平SA变得也大。然
而，当输入信号的振幅大时，不仅匹配滤波器82的输出电平SA而且平均振幅检
测器电路83的输出电平Sb变大。这意味匹配滤波器82的输出电平Sa与平均振
幅检测器电路83的输出电平SB的除法值(Sa/SB)几乎不会有任何变化。那么，除
法电路84的输出仍然比预定的门限值TH更小，即满足Sa/SB＜TH，这样，无
相关性检测信号从比较器电路85出现。
按这种方法，当匹配滤波器82的输出由平均值振幅检测器电路83进行振幅
电平输出的规格化时，即使输入信号电平增加，所检测的电平将不增加，因此允
许正确地检测被接收的M序列。
图10显示靠这样一种相关性检测器电路测量一个接收信号的结果。图10A
显示匹配滤波器82的输出，图10B显示平均值振幅检测器电路83的输出，而图
10C显示除法电路84的输出。
因为从该多个无线通信终端101A,101B,…，以及无线通信控制终端102
来的信号是在一帧之内时分复用的，在一帧之内的接收信号的强度将变化，这样，
如图10A中显示的，匹配滤波器82的输出随所接收的信号的信号电平而变化。
当这个接收信号的一个平均振幅由平均值振幅检测器电路83检测时，如图
10B中显示的这样一种信号将被获得。当在图10A中所显示的匹配滤波器82的
输出除以图10B中显示的平均振幅检测器电路83的输出时，将获得如图10C中
显示的这样一种结果。
如图10C中显示的，将平均振幅检测器电路83的输出除以匹配滤波器82的
输出就使输入信号电平规格化，而且这样一个M序列接收信号能被检测到，不会
失败。
在上述例子中，匹配滤波器82的输出除平均振幅检测器电路83的输出，这
由下列公式表达。
∫ 0 T s r ( t ) P * ( t - τ ) dt ∫ 0 T s | r ( t ) | 2 dt - - - - - - ( 1 ) ]]>
其中r(t)是接收的信号。P(t)是码序列。
用复数表达述公式(1)，
其中r(t)=rre(t)+jrim(t) *：共轭
可得出
{ ∫ 0 T r re ( t ) P * ( t - τ ) dt } 2 + { ∫ 0 T r im ( t ) P * ( t - τ ) dt } 2 ∫ 0 T ( r re r re + r im r im ) dt - - - - - - ( 2 ) ]]>
遗憾也，为了执行上述公式，需要能够找到平方限的电路，因此使得步骤数
和硬件量增加。因此，想象使上述公式(1)变成没有平方根的下列公式。
{ ∫ 0 T r re ( t ) P * ( t - τ ) dt } 2 + { ∫ 0 T r rm ( t ) P * ( t - τ ) dt } 2 ∫ 0 T [ { r re ( t ) } 2 + { r im ( t ) } 2 ] dt - - - - - - ( 3 ) ]]>
此外，如果这个过程将要以数字信号形式完成，将获得下列公式。
{ Σ i = 1 N r re ( i ) P * ( i - j ) } 2 + { Σ i = 1 N r im ( i ) P * ( i - j ) } 2 Σ [ { r re ( i ) } 2 + { r im ( i ) } 2 ] - - - - - - ( 4 ) ]]>
上述公式(4)为找到平方就需要一个过程，但是用于找到平方的过程使步骤数
量和硬件量增加，因而消耗时间。这样，可想到根据下列公式利用绝对的值代替
平方过程进行处理。按这种方法，步骤和硬件的数量能被减少，使得快速的处理
能被完成，
| Σ r re ( i ) P * ( i - j ) | + | Σ r im ( i ) P * ( i - j ) | Σ { | r re ( i ) | + | r im ( i ) | } - - - - - ( 5 ) ]]>
图11显示了一帧的结构。如在图11中显示的，一帧被分解成控制数据传输
时间段和信息数据传输时间段。在控制数据传输时间段期间，数据通信以异步状
态发生，而在信息数据传输时间段期间，数据通信以异步(等时)状态发生。这
种同步字符从无线通信控制终端102传输的通信，传输请求从各个的无线通信终
端101A,101B,…，被传输到无线通信控制终端102，而且包含传输分配的
控制信息从无线通信控制终端102被传输到各个无线通信终端101A,
101B,…，在控制数据传输时间段期间以异步通信发生。根据该分配的传输时
间，在各个无线通信终端101A,101B,…中间的数据在信息数据传输时间段
期间以等时方式发生。
进一步，在信息数据传输时间段期间也可能以异步状态通信，而且可以进行
混合的异步通信和等时通信。
例如，考虑如图3所示在无线通信终端101A和无线通信终端101B之间进行
数据通信，在这种情况下，如图12的序列图中所显示的这种过程被完成。在帧
之内，按图13中所显示的这样一种方式，数据通信发生在TDMA系统上。
如图12所示，首先，在一帧开头处的一个字符中，M序列从无线通信控制
终端102的无线通信单元105被传输到无线通信终端101A,101B的各个无线通
信单元104A,104B,…。这种M序列由无线通信终端101A和101B的无线
通信单元104A和104B接收，并且定时器72由M序列设置。
其次，在时间点t1，无线通信终端101A,101B,…由无线通信控制终端
102的无线通信单元105呼叫。当无线通信终端101A,101B,…的无线通信单
元104A,104B呼叫时，在时间点t2和t3他们返回该呼叫的通知信号。那个时
侯，如果他们请求传输，传输的请求被包含在这个通知信号。在这个上下文中，
让我们假设，例如，无线通信终端104A有向无线通信终端104B传输数据的数据
传送请求，同时无线通信终端101B有向无线通信终端104A传输数据的数据传送
请求。
基于传输的请求，无线通信控制终端102的无线通信单元105决定分配的传
输时间。对此，让我们假设无线通信控制终端102的无线通信单元105确定从无
线通信终端101A至无线通信终端101B的数据传送在时间点t5开始，而且从无
线通信终端101B至无线通信终端102A的数据传送在时间点t6开始。
在时间点t4，包含所分配的传输时间的这个控制信号从无线通信控制终端102
的无线通信单元105被传输到无线通信终端101A,101B的无线通信单元104A,
104B。
参考由接收的M序列设置的定时器72，当到达时间点t5时，从无线通信终
端101A到无线通信终端101B的数据传送开始。并且然后，当时间点t6达到时，
参考定时器72，从无线通信终端101B至无线通信终端101A的数据传送开始。
上面描述的在一帧之内的操作以图13中的时基显示，如图13中显示的，数
据以时分方式在一帧之内交换。具体地，在一帧的开头M序列被传输，在时间点
t1呼叫各个无线通信终端101A,101B,…，在时间点t2和t3返回该呼叫的通
知信号，在时间点t4传输包含分配传输时间的控制信号，从时间点t5开始，从无
线通信终端101A到无线通信终端101B的数据传送开始，并且从时间点t6从无
线通信终端101B至无线通信终端101A的数据传送开始。
如上所述，因为这个系统使用OFDM系统，能够执行快速的数据速率。此
外，数据通信是如此安排的，即在TDMA系统上用一帧作为单元，在一帧的开头
传输M序列，并且根据M序列来设置传输/接收时间。
每个通信终端101A,101B，的传输接收时间由来自无线通信控制终端102
的控制信息指导。因为传输/接收定时根据M序列被设置在一帧的开头，所以将
并行地设置每个通信终端101A,101B的定时器72。这就确保，在接收期间，
这时间将被利用，并且只有在一帧之内的必要的字符信息将被解调，以便数据再
生。进而，从该多个无线通信终端101A,101B,…来的数据在相同的帧内复
用，因此，即使抖动出现，在相同的解调定时处允许解调。因此，能分别接收从
该多个无线通信终端101A,101B,…同时引入的信号，这样允许数据交换。
此外，尽管由于OFDM系统的本性在接收的侧的定时器与在传输的侧的定
时器之间出现一些偏差，可以进行解调，而无任何误差。因此，没有必要在接收
之前获取同步的每个脉冲，也没有必要在每个脉冲上安排用于同步的任何比特。
这样，可能在该帧内有效的利用比特。
此外，上述例子被安排，使得与OFDM系统的一个字符相应的M序列在一
帧的开头被传输，但是用于同步的该字符不限制于一个OFDM字符。用于同步
的字符的长度是可变的。如图14中显示的，M序列的长度可以做成31个比特，
它比一个字符短，并可以在一帧的开头提供一个空间。进一步，M序列的长度可
以比一个字符长。此外，用于帧同步的M序列不必在帧的开头被部置，而是可在
该帧之内的多个点被部置。
进而，如图15中显示的，付载波之间可以有相位差，以具有一些信息。换句
话说，DQPSK调制在频率方向进行区别。如果在接收期间在取样定时中有偏
差，在OFDM解调中的FFT之后，每个付载波的QPSK波形的相位将旋转。
由此，为了获取精确的OPSK相位，设想了这样一种方法，其中具有已知相位的
信号作为一个引导信号被分配到OFDM载波的一部分上，使它成为一个参考相
位。如图15中所显示的例子被如此安排，使得第一个载波具有付载波之间的相位
差的信息。按这种方法，即使相位旋转，因为在付载波之间旋转的量小，产生的
误差将极少。此外，当第一个载波成为如图1 5中给出参考相位的载波时，其它载
波可以成为参考相位。
此外，上述例子被如此安排，使得数据被DQPSR解调，并且在多载波上由
OFDM传输，但是可以使用多值调制的QAM(正交幅度调制)。对于QAM，有
16值，32值，128值，256值等等。进一步，可以使用包括编码的交织码调制。
而且，当上述例子被如此安排使得无线通信控制终端102的无线通信单元105
装备有M序列产生电路31并且无线通信终端101A,101B,…的各个无线通信
单元104A,104B,…装备有相关性检测器电路71时，它可以被如此构成使得
一台单一的无线通信终端装备有M序列产生电路和相关性检测器电路两者。其中
一个电路被切换，按照其端子是用作为无线通信控制终端还是基其端子用作为无
线通信终端来使用。
根据本发明，匹配滤波器的输出除以所接收的信号的平均振幅以便做成规格
化的值，该值与门限值相比较，以从接收的信号中检测M序列码。因为匹配滤波
器的输出与输入信号电平成比例，当不仅接收M序列而且接收的信号电平大时，
输出变大。当接收的信号电平大时，匹配滤波器的输出电平增加，但是所接收的
信号的平均振幅也增加。因而，匹配滤波器的输出电平与平均振幅检测器电路的
输出电平的除法值几乎无任何变化。与此相反，当接收M序列时，匹配滤波器的
输出电平几乎保持为常量，与输入信号电平无关。因此，通过使匹配滤波器的输
出与接收信号的平均振幅的除法值规格化，并且把规格化的值与门限值相比较以
从接收的信号中检测M序列码，就确保了从接收的信号中检测到M序列信号。
结合附图已经描述了本发明的最佳实施例，但应理解的是：本发明不受上述
实施例的限制并且在不脱离本发明的精神和范围下，普通专业技术人员可作出各
种变化和改型，本发明的范围由权利要求确定。