下行转换混合器 本发明是关于下行转换高频信号的方法，和下行转换混频器和特别是完成此方法的正交下行转换混频器。本发明进而关于具有这样下行转换的电话。
在通常高级本机振荡器的接收机中，二阶的非线性导致了在输出端离IF信号频率相当远的混频器分量。这些不希望的信号能因此由IF滤波器移去。在通常高级本机振荡器接收机内的主要非线性因此是3阶相互调制的分量。
在直接转换接收机内，然而，混频器的2阶非线性将导致呈现在混频器输入和基带信号的任何信号的下行转换。纯载波将在输出产生DC信号，而AM调制信号将产生其频谱成可以叠加到希望信号上的低通基带信号。
在混频器内高度抑制2阶分量因此是非常重要的，缺少足够的二阶抑制已经经常是为什么直接转换接收机已经放弃实际上替换通常的高级本机振荡器接收机的理由之一。
一般情况下，混频器的制造者可以抑制表达式(8)的第2部分低于表达式第一部分40-50dB的电平。然而，在GSM相位11中要求AM抑制至少70dB。
依照本发明的一个方面，这里提供了一个方法，它包括：分枝该信号进入两个平行信号路径，提供振荡器信号，分别用相对移动0°和180°的振荡信号混频两个平行信号路径的每一个内的信号，低频滤波信号，和组合所说两信号为单个输出信号，使得2阶影响实质上被取消，通过组合两信号通路的信号，可以获得2阶混频分量的实质上地抑制。
本发明提供了在下行转换混频器中用来获得非常高地抑制2阶非线性的方法。
依照本发明的第2方面，这里提供了下行转换高频信号的方法，它包括：分枝信号进入4个平行信号通路，提供振荡信号，用相位相移0°,90°,180°和270°的振荡信号分别混频在所说4个平行路径的每一个内的信号，组合所说4个平行信号路径为两个信道，带有两个信号路径的每一个信道和振荡器信号相对相移是180°，每个信道组合在两个信号路径的信号以为各自信道提供输出信号。本发明基于这样的事实，呈现在基带的不希望的2阶混合分量不受本机振荡器的信号的相位所影响。通过在每一个信道内提供额外的混频路径，这就可能建立包括传送的相位调制信号和在基带内呈现的二阶混频器分量，这里所说的两项分别在两个混频路径内有相同和相反的符号。在组合以后，当两个实质一致的混频器被使用时，和传送的信号相比较，2阶混频分量的抑制可以是70dB数量级或甚至更高。
这里提供一方法，它能被使用在直接转换接收机的集成IQ混频器内以获得非常高的2阶非线性抑制。
本发明进而是关于转换器信道，它包括分别配置有第一混频器单元和第二混频器单元的两个平行的信号路径。一振荡器为两个混频器单元提供振荡信号，所说第一和第二混频器单元接收带有相对相移180°的振荡信号，从混频器的输出在组合单元内被组合，组合单元提供带有2阶效应的改进抑制的输出信号。通过两个子信道信号相互相减基本上取消了产生干扰的2阶项。
本发明进一步是关于正交下行转换器，它包括：接收下行转换信号的输入；分枝在输入接收的信号进入两个信道的分枝，所说两信道的每一个包括两个平行的信号通路；提供振荡信号供混频器单元使用的振荡器。在所说信道的每一个内所说两个信号路径的第一个配置有第一混频器单元，用于下行转换在路径中的信号，所说第一混频器接收相互间的相对相移90°的所说振荡信号。在所说信道的每一个的第二信号路径配置有第2混频器，用于下行转换在路径中的信号，在所说两个信道内的所说第二个混频器接收带有与在同一信道的第一混频器相对相移为180°的所说振荡信号，在每个信道内的组合单元通过组合该信道的两个路径内的信号提供各自信道的输出信号。
在下面参照附图并结合优选的实施例将更详细地解释发明。
图1示出了混频器的基础；
图2示出了依本发明的转换器的第一实施例的结构；
图3示出了依发明的正交IQ下行混频器的第一实施例的结构；和
图4示出了依发明的正交IQ下行混频器的第二优选实施例的结构。
在图1中示出了简单的混频器1和随后的低通滤波器2，在直接转换接收机中，所希望的输入信号是围绕本机振荡器频率的相同频率为中心。现在让我们定义如下信号：希望的输入信号 Sw(t)m0(t)COS(ω0t+ψ0(t))(1)不希望的输入信号Su(t)=m1(t)COS(ω1t+ψ1(t))(2)本机振荡器 Slo(t)=KCOS(ω0t+ψ2) (3)
这里希望的和不希望信号是任意相位和幅度的调制信号，而本机振荡器具有恒定的相位和幅度。进一步假定是，不希望和希望信号之间的频率距离大于在输出的低通滤波器的截止频率。
如果考虑达到3阶的非线性，混频器操作能用一般的表达式描述为：
Z=aX1+bX2+cX12+dX22+eX1X2+fX1X22+gX12X2+hX13+pX23+
四阶或更高阶混频器分量 (4)
这里X1是输入信号，X2是本机振荡器信号和Z是混频器输出。
在上述的等式(4)中，前两项表示各自输入和本机振荡器端口相对输出端口的非无限的隔离，而第3项和第4项表示干扰的2阶非线性、第5项表示希望的混频器操作，而第6,7,8和9项表示3阶效应。
如果我们现插入X1(t)=Sw(t)+Su(t)和X2(t)=S10(t)和我们观看在低通滤波后的输出信号，我们得到如下表达式：
Y(t)=1/2dK2+1/2cm02(t)+1/2cm12(t)+1/2eKm0(t)cos(φ0(t)-φ2) (5)
在这个表达式中，可做出如下的观察：
对于给定的混频器而言，1/2dK2是纯粹的DC成分，仅取决于本机振荡器的电平。
1/2cm02(t)是源于希望输入信号的平方幅度调制的信号，它的频谱位于DC左右。
1/2cm12(t)是源于不希望信号的平方幅度调制的信号，它的频谱位于DC左右。
1/2eKm0(t)COS(ψ0(t)+ψ2)是下行转换到基带的经历了相移的希望的信号。
这将看到，在低通滤波器的输出的所有不希望的分量来自于在混频器2阶效应，和这样相关于混频器的2阶截取点和RF和LO端口之间的隔离的缺乏。
现参看图2，其中两个平行的分枝每个分枝各包括简单的混频器1.1和1.2，跟随在后面的分别是低通滤波器2.1和2.2馈送到两个混频器1.1和1.2的振荡器信号的符号分别是正和负，这对应着180°的相移，如上述完成对两个分枝的相同的数学计算，随后的结果是可以获得的：
Y1(t)=1/2dK2+1/2cm02(t)+1/2cm12(t)+1/2eKm0(t)cos(φ0(t)-φ2)，和
Y1(t)=1/2dK2+1/2cm02(t)+1/2cm12(t)+1/2eKm0(t)cos(φ0(t)-φ2) (6)
可以看出，两个表达式的差仅在于，希望的输出项改变了它的符号，不希望的项并不依赖于本机振荡信号的相位和从而是不变化的。
现在通过组合单元或减法单元的简单减法，我们得到：
Y(t)=Y1(y)-Y2(t)
eKm0(t)cos(φ0(t)-φ2) (7)
正如所见，其结果是，不希望的成分已经被取消和仅希望的下行转换基带信号保留着。这能看到，从较高偶次阶非线性干扰项的绝大部分也被删除了。
在图中，示出了直接转换的最终改进IQ下行混频器，通常的正交IQ下行混频器已经由新电路取代，这里每一个分枝现在由上边讨论的改进的结构组成。
重要的是，仔细完成的最终IC布局，使4个混频器在相同的条件下操作。然而，这可以看出，尽管诸混频器在增益和相位上不完全匹配，始终能获得2阶抑制的非常可观的改进。
在图3中示出了依本发明正交IQ下行混频器的第一实施例，该正交IQ下行混频器的实施例是能在蜂窝网络即GSM网络进行通讯的手执电话的接收机内使用。正如从图3中所看到的，下行混频器接收从RF部分(未示出)下行转换的输入信号和传送下行转换的正交信号到数字信号处理单元(DSP-未示出)。当转换器被使用在GSM电话中时，接收的信号能被描述为表达式(1)和(2)的和，Mo(t)和m1(t)是包括曲线的幅度，这些又随时间变化。信号表现为仿佛它是幅度调制，但是这里没有在幅度调制中呈现的信息。
下行混频器接收的信号可以是由RF单元接收的RF信号，因此载波频率ω0/2π将在频带935-960MHX2的频带内，这取决于传送信道。这就要求本机振荡器可以调节到相应的使用的信道。使用400MHz数量级的固定的载波频率，RF部分2可以下行转换RF信号为IF信号。然后本机振荡器必须稳定在同一频率上。ψ0(t)是相位调制信息载波信号。
然而，在所示的实施例中，下行混频器被使用作为接收载波频率为400MHz的信号的正交转换器。从转换器输入，分枝4分枝信号进入两信道5和6。两信道5和6分别定义为I信道和Q信道，两信道即I信道和Q信道包括两个平行的信号路径，因此依发明的下行混频器包括4个平行的和一样的信号路径7-10。
每一个所说路径7-10包括在其中输入信号(1)和振荡器信号被混频的混频器11-14。通过各自的低通滤器15-18实质上移去了高频信息。
本机振荡器19产生频率对应输入信号载波的正弦信号，输出同相振荡信号和90°相移振荡信号的正交转换器的本机振荡器目前是可以获得的。从本机振荡器19输出的同相馈送到I信道5。这里本机振荡输出直接馈送到在第一路径的混频器12和通过移相器20移相180°馈送到混频器11。依此，低通滤波器15的输出以表达式(8)为基础加以表示如下：
Y15(t)=1/2em0(t)k0cos(φ(t)-180°)+1/2dK2+1/2cm02(t)+1/2cm12(t)
=-1/2em0(t)k0cosφ(t)+1/2dK2+1/2cm02(t)+1/2cm12(t) (8)
这里1/2emK0ωsψ(t)是下行转换同相信号，1/2dK2，和1/2Cm02(t)和1/2Cm12(t)是取决于混频器，和接收信号幅度和振荡信号的时间变化的成分。
类似地，低通滤波器16的输出可以表示为：
Y16(t)==1/2em0(t)k0cosφ(t)+1/2dK2+1/2cm02(t)+1/2cm12(t)
=1/2em0(t)k0cosφ(t)+1/2dK2+1/2cm02(t)+1/2cm12(t) (9)
在减法单元22内从第一低通滤波器15的输出减去第二低通滤波器16的输出可以求出I信道的输出，从减法单元22产生的输出因此是：
YI-channel(t)=Y16(t)-Y15(t)
=em0(t)k0cosφ(t) (10)
对Q信道可以做类似的考虑，从本机振荡器19来的正交输出(相移90°)被馈送到Q信道。这里本机振荡器的输出直接馈送到混频器13和通过移相器21移相180°后到混频器14。低通滤波器17的输出以表达式(8)为基础表示如下：
Y17(t)=1/2em0(t)k0cos(φ(t)90°)+1/2dK2+1/2cm02(t)+1/2cm12(t)
=-1/2em0(t)k0sinφ(t)+1/2dK2+1/2cm02(t)+1/2cm12(t) (11)
这里1/2em0(t)K0Sinψ(t)是下行转换正交信号，和1/2dK2，1/2Cm02(t)和1/2Cm12(t)是依赖于混频器和接收信号和振荡器信号的幅度的时间变化成分，类似地，低通滤波器18的输出可以表示为：
Y18(t)=1/2em0(t)k0cos(φ(t)-270°)+1/2dK2+1/2cm02(t)+1/2cm12(t)
=-1/2em0(t)k0sinφ(t)+1/2dK2+1/2cm02(t)+1/2cm12(t) (12)
通过在减法单元24内用第2低通滤波器18的输出减去第1低通滤波器17的输出可以求得Q信道的结果输出。
YQ-channel(t)=Y18(t)-Y17(t)
=em0(t)k0sinφt) (13)
从表达式(10)和(13)可以看出，可以获得完全移去幅度调制的2阶混频器分量。
这已经推导出直接转换接收机的IQ混频器内的高抑制第2阶效应的简单方法，这种方法特别适合用集成电路技术完成，这里在同一基片上的元件公差和布局差别能被最小化。
在图4中示出了依本发明的正交下行混频器的第2和优选的实施例。该实施例包括两个信道，其中每一个信道具有接收相对相移180°振荡信号的两个平行信号路径。所有4个混频器31-34均是一样的，该混频器31-34接收平衡的输入(从RF部分和从振荡器39)和输出单端输出信号。
由于平衡的输入到混频器31-34，通过调谐从振荡器39到混频器31和34的平衡输入的极性可以获得振荡器信号的180°相移。类似地，从RF前端到混频器31和31的平衡输入的极性被调谐。这里从混频器31和34的输出的符号和从混频器32和33输出的符号相反。
通过简单地分别叠加I和Q信道内混频器的输出，可以移去幅度调制的2阶混频器分量。通过低通滤波前的叠加可以节省两个低通滤波器。每个信道分别具有低通滤波器35和37。
该I和该Q信道将输出在等式(10)和(13)中给出的输出信号。
从前述的观点来看，对所属领域的技术人员而言，在发明的范围内可以做各种修改。
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