正交频分复用接收装置以及正交频分复用信号的校正方法技术领域
本发明涉及一种例如对在发送时被施以削峰处理的OFDM信号的失真进
行校正的技术。
背景技术
近年来，OFDM(正交频分复用，Orthogonal Frequency Division
Multiplexing)方式因能够实现高速通信而备受瞩目。OFDM方式是将多个副
载波配置成相互正交进行传输的多载波传输方式的一种。在OFDM方式中，因
能够高效率地处理多个副载波，所以能够设定较长的码元长度，使该方法受
延迟波和同步偏差的影响较小。因此，OFDM方式或在OFDM方式加上CDMA(码
分多址，Code Division Multiple Access)方式的OFDM-CDMA方式极可能在
未来成为被利用的高速传输方式。
然而，因在OFDM方式和OFDM-CDMA方式中使用多个副载波，从而产生峰
值功率过大的问题。在此应用图1A、图1B进行简单的说明。图1A和图1B
是OFDM被调制波在复向量坐标上的的频谱的概念性显示图例，在这图例中排
列着等间隔的N个(在图中N＝4)副载波，且各个副载波功率相同。
OFDM被调制波的各个副载波皆被施以诸如根据QAM信号的相位和振幅进
行的调制处理。图1A表示OFDM被调制波的四个副载波1至4的相位为相互
间隔90度的情况。然而，因各个副载波的频率互不相同，实际上副载波是以
互不相同的频率旋转，而图1A是在规定的时间观测所得的图。此时，各个副
载波1至4相互抵消，使副载波1至4的合成向量消弭为振幅0。
另一方面，图1B表示四个副载波皆在同一个相位的情况。此时，各个副
载波的合成向量是在同一个相位上相加所得，使得合成向量的振幅为一个副
载波的四倍。由此可知，根据发送的数据，使OFDM被调制波的副载波的相位
相同，而在OFDM被调制波产生大振幅的尖峰。
上述的大振幅的尖峰功率会对功率放大器产生影响。例如，若想要实现
一个能够容许如此大振幅的尖峰功率的放大器，则势必会使放大器的结构复
杂化并增加其功率消耗。另外也使比如A/D变换电路的电路结构复杂化。并
且若直接将大振幅的尖峰功率放大并进行发送，也会发生对其他信号产生干
扰的根本问题。
为解决上述问题，已有各式各样的方法被提出，但其中最实用的莫过于
对尖峰进行削峰的方法。图2表示使用削峰处理的OFDM发送接收系统的结构。
在发送装置10，码元映射器11将发送数据变换为用来调制各个载波的复码
元系列。码元映射器11是用来将多个比特的数据变换为对应的复码元，其结
构和码元的调制方式相对应。
将生成的复码元系列存储在串并行变换部(S/P)12。所存储的N个码元经
高速傅立叶逆变换部(IFFT)13变换后产生OFDM码元的样本值。所得的样本
值在并串行变换部(P/S)14被变换为时间序列的信号并生成复基带OFDM信
号。接下来在削峰部15，当数据的瞬时功率超过某个阈值时对其进行削峰。
发送装置10通过正交调制部16对削峰后的复基带信号的实部乘以载波，形
成载波频带的OFDM信号。所形成的OFDM信号在功率放大器17放大后从天线
18发射出去。
在接收装置20，功率放大器22将在天线21接收的接收信号放大后输入
到正交检波部23。在正交检波部23接受检波处理后的信号在采样部24接受
采样并生成复合信号系列。串并行变换部(S/P)25存储所生成的复合信号系
列的N个样本。高速傅立叶变换部(FFT)26通过对所存储的N个样本施以高
速傅立叶变换处理，输出已对各个载波进行调制的复码元系列。各个载波的
复码元在解调部(DEM)27接受解调后，在解码部(DEC)28接受硬判决变成数据
位。而后，各个载波的数据位在并串行变换部(P/S)29被变换为串行的接收
数据后输出。
然而，若如上述在发送端对发送信号进行削峰处理，则处理后的信号必
会失真，使得在接收端所得信号的质量恶化。
图3表示在发送端进行削峰处理时的发送波形的一个例子。在图3，实
线表示削峰处理前的OFDM信号(以16个样本为例)，在这个例子中是在振幅
超过阈值7的时候进行削峰处理。且在这个例子中，因为第2、第5和第10
个样本超过了阈值，因此进行削峰使其振幅为7。于是，实部和虚部的数据
分别如下面的图所示，在接收端接收到的是由虚线所表示的数据，不同于由
实线所表示的数据。因此，实线和虚线的差即为信号的失真，也就是接收质
量恶化。
在此已就在发送端接受削峰处理的OFDM信号的接收质量恶化的情况进
行说明。而在OFDM的通信方式中，因是通过一个OFDM码元将多个数据进行
传输，所以一般说来，一旦在有噪声叠加在OFDM信号，则要将该噪声确切地
除去是一个极为困难的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种即使在接收到例如因削峰处理等而失真的
OFDM信号的情况下，也能够良好地校正其失真以获得质量佳的接收信号的
OFDM接收装置和OFDM信号的校正方法。
本发明的目的通过下列方式达成：使傅立叶变换处理电路为FIR滤波器
的结构，该结构将从接收OFDM信号采样出的采样信号作为可变增益，并且将
傅立叶变换的已知系数作为输入；选择要进行校正的采样信号作为FIR滤波
器的可变增益；并通过自适应算法使该采样信号的值收敛为最优值以减少失
真和噪声成分。
附图说明
图1A是用来说明在OFDM中的峰值功率的图；
图1B是用来说明在OFDM中的峰值功率的图；
图2是一般的OFDM发送装置和OFDM接收装置的结构方框图；
图3是用来说明削峰后的信号波形的图；
图4是将OFDM信号解调和解码时的一般处理流程的图；
图5是用来说明将FFT处理部分为二个的情况的图；
图6是对采样信号进行傅立叶变换的具体电路结构图；
图7是进行与FFT相同处理的FIR滤波器的结构图；
图8是本发明的OFDM接收装置中OFDM信号校正部的结构方框图；
图9是用来说明削峰后的采样信号的估计处理的图；
图10是用来说明实施例中削峰补偿实施过程的流程图；
图11是实施例2中抽头选择部的结构方框图；
图12是用来说明在实施例3的自适应算法中的采样信号的校正过程的
图；
图13是用来说明在实施例4的自适应算法中的采样信号的校正过程的
图；
图14是用来说明在实施例5的自适应算法中的采样信号的校正过程的
图；
图15表示削峰后的OFDM码元的一个例子的图；
图16表示三个路径的波形重叠的一个例子的图；
图17表示在三个路径的情况下的接收波形(三个路径重叠的波形)的图；
图18是实施例6的OFDM信号校正部的结构方框图；
图19是用来说明频率轴均衡的图；
图20是实施例7的OFDM信号校正部的结构方框图；
图21是另一个实施例的OFDM信号校正部的结构方框图；
图22是用来说明将本发明的OFDM接收装置用于消除其他用户的信号
的干扰的图；
图23是用来说明将本发明的OFDM接收装置用于消除TDD发送接收时
的上行信号和下行信号之间的干扰的图；
图24是用来说明将本发明的OFDM接收装置用于消除脉冲噪声的图；
图25是用来说明将本发明的OFDM接收装置用于消除白噪声的图；以
及
图26是用来说明将本发明的OFDM接收装置用于消除白噪声的图。
具体实施方式
以下参照附图详细说明本发明的实施例。
(实施例1)
首先，在说明本实施例的结构之前，使用图4说明将OFDM信号解调和解
码时的一般流程。输入到图4的FFT100的采样信号r(i，j)为从上述图2中
串并行变换部(S/P)25输出的接收OFDM信号的采样信号。
在图4，r(i，j)表示第i个OFDM码元的第j个样本的接收信号，s(i，
k)表示第i个OFDM码元的FFT后的第k个副载波的信号，d(i，k)表示第i
个OFDM码元的第k个副载波的同步检波后的信号，而f(i，k)则表示第i个
OFDM码元的第k个副载波的信号的硬判决值。
也就是说，首先通过FFT100对接收信号r(i，j)进行FFT处理，把时域
的信号变换为频域的信号。解调部(DEM)101通过对各个副载波的信号s(i，
k)进行同步检波(或延时检波)得到检波后的信号d(i，k)。解码部(DEC)102
硬判决检波后的信号d(i，k)得到接收数据f(i，k)。
接下来说明实施例1的原理。在实施例1分别设置对削峰后的采样信号
进行傅立叶变换的FFT处理部和对没有经过削峰的采样信号进行傅立叶变换
的FFT处理部。具体来说就是如图5所示，对于削峰后的采样信号r(i，0)、
r(i，1)、r(i，4)以及没有经过削峰的采样信号r(i，2)、r(i，3)、r(i，
5)、r(i，6)、r(i，7)通过FFT200以及FFT201分别使对方的采样信号为0
进行FFT处理后，在多个加法器202将傅立叶变换后相互对应的副载波的信
号相加。
在图中的t(i，k)表示仅从第i个OFDM码元中被削峰的采样信号求出的
第k个副载波的信号，u(i，k)表示仅从第i个OFDM码元中未被削峰的采样
信号求出的第k个副载波的信号，在此若以v(i，k)为在第i个OFDM码元中
按每个频率分量将t(i，k)和u(i，k)相加的第k个副载波的信号，则因为线
性运算，所以v(i，k)＝s(i，k)。
因此，如图5所示，将OFDM信号分为削峰后的采样信号和没有经过削峰
的采样信号，然后分别进行傅立叶变换处理，即使将傅立叶变换后相互对应
的副载波的信号相加，也可得到和如图4对OFDM信号直接进行傅立叶变换处
理同样的处理结果。
着眼于图5中削峰处理后的采样信号的FFT200，可应用FFT的已知系数
w(j，k)以下式表达FFT200的处理。
t ( i , k ) = Σ j = 0 n w ( j , k ) r ( i , j ) - - - ( 1 ) ]]>
算式(1)可由如图6所示的电路结构实现。也就是说，图6所表示的电路
可实现在图5中对削峰后的采样信号进行傅立叶变换处理的FFT200的实际处
理方式。
另外，图6的电路等效于如图7所示的FIR滤波器400。也就是说可将
FFT200视为输入FFT200的已知系数w(j，k)作为可变增益r(i，j)的FIR滤
波器400。
具体说来，就是将已知系数w(j，k)的值依序变更，并在输至乘法器402
的同时也通过延时元件401输至乘法器403，而乘法器402和403将削峰后
的采样信号作为可变增益进行乘法运算。乘法运算后的信号在加法器404相
加后通过开关405输出。因在此实施例中是假定副载波的数量为8，所以使
图中的“m”为0至15。另，开关405仅在m为奇数时将相加结果直接输出。
因此，本发明的发明人发现可由输入FFT的已知系数并使采样信号为可
变增益的FIR滤波器进行FFT处理。在此没有经过削峰的信号并不包含噪声
以外的失真，所以若能将已削峰的信号的时间波形变更为未失真的波形，则
可得到没有因削峰等处理而失真的OFDM信号。这等效于将图7的FIR滤波器
400的可变增益r(i，1)、r(i，0)收敛为最优值的方法。因此，发明人想到
可应用自适应算法对可变增益(即，削峰后的采样信号)依序校正并使其收敛
至最优值的方法。
图8表示本实施例的OFDM接收装置中OFDM信号校正部的结构。在此图
中，采样信号r(i，0)至r(i，7)从图2的串并行变换部(S/P)25输至选择部
501。抽头选择部502在此作为选择要进行校正的采样信号和不进行校正的采
样信号的选择器件，而选择部501根据来自抽头选择部502的选择信号，将
在采样信号r(i，0)至r(i，7)之中，在发送端已被削峰的采样信号输至FIR
滤波器503，且将没有被削峰的采样信号输至FFT505。
也就是说，设置抽头选择部5 02的用意是为了检测输入的采样信号r(i，
0)至r(i，7)中，哪些是经过削峰的采样信号。在这个实施例中，抽头选择
部502在估计已被削峰的采样信号的位置时，在各个采样信号取得和平均功
率的比值，若有采样信号的比值高于或等于某个阈值，则将该采样信号视为
经过削峰处理的采样信号。
接下来参照图9进行更详细的说明。在图9，虚线代表发送信号的波形，
而实线则代表接收信号的波形。接收波形因传播时的波动而和发送波形有些
差异。另，点划线表示发送时用来进行削峰处理的阈值(＝7)，而双点划线则
表示用来在抽头选择部估计已被削峰的采样信号的阈值(＝6.5)。
在此若没有传播路径的波动，通过和发送端设定的阈值(＝7)几乎相同的
振幅接收的样本极有可能是经过削峰处理的。在此实施例中，将接收端的阈
值设定为[发送端的阈值×α](α为小于1的正数)，并将超过该阈值的采样
信号视为经过削峰处理的采样信号。
因此，在抽头选择部502通过将阈值设定为小于发送端的削峰的阈值来
估计经过削峰处理的采样信号，可避免错过任何经过削峰处理的采样信号并
加以选择。在图9所表示的例子中则是选择样本号码为4、5、6、10、13的
采样信号为经过削峰处理的采样信号。虽然其中的样本号码6和13的采样信
号实际上并没有经过削峰处理，但即使将这些采样信号输至FIR滤波器503，
在操作上也不会产生任何问题，也就是说，比起将漏选的经过削峰处理的采
样信号输至FIR滤波器505，在接收质量的改善会更为有利。
回到图8继续说明OFDM信号校正部的结构。在将FFT的已知系数作为固
定输入依序输至FIR滤波器503的同时，也使经估计为削峰处理后的采样信
号作为抽头系数初始值输至FIR滤波器503。FIR滤波器503的输出信号t(i，
k)通过串并行变换部(S/P变换)504输至加法器506。
同时，被估计为没有经过削峰处理的采样信号在FFT505接受FFT处理后
被送往加法器506。将通过加法器506得到的各个副载波的FFT后的信号v(i，
k)依序输至作为数字信号形成部件的解调部(DEM)507和解码部(DEC)508，在
依序接受解调部(DEM)507的同步检波处理(或是延时检波)和解码部(DEC)508
的硬判决处理后形成硬判决值f(i，k)，也就是接收数字信号。
除上述结构外，在OFDM信号校正部另设有复本生成部509。复本生成部
509通过按每个副载波对硬判决值f(i，k)乘以信道的振幅和相位(即，施以
和解调部(DEM)507相反的处理)，生成与各个副载波FFT后的信号v(i，k)
相对应的复本信号x(i，k)。上述有关信道的振幅和相位的信息可简单地根
据导频信号的振幅值和相位旋转量取得，也可通过检测脉冲响应取得。
在减法器510求出FFT后的信号v(i，k)和复本信号x(i，k)的差分值，
将该差分值作为FFT后的信号v(i，k)和复本信号x(i，k)的误差e(i，k)输
至自适应算法部511。
自适应算法部511由LMS(Least Mean Square，最小均方)、RLS(Recursive
Least Squares，递归最小二乘方)和GA(Generic Algorithm，泛型算法)等
构成，为使误差e(i，k)变小，将命令对被应用为FIR滤波器503的可变增
益的削峰后的采样信号r(i，j)进行校正的信号送往FIR滤波器503。
接下来说明OFDM信号校正部的实施过程。在此，若硬判决值f(i，k)为
正确的，由复本生成部509再现从v(i，k)除去失真等波动的波形。于是，
若硬判决值f(i，k)为正确的，使削峰后的采样信号r(i，j)(j是抽头选择
部502所选择的采样号码)收敛到误差e(i，k)为最小值，则应可求出已校正
起因于削峰的失真的解调信号v(i，k)。即使硬判决值f(i，k)存在错误，只
要该错误率足够小，就可以通过和DFE(Decision Feedback Equalizer，判
定反馈均衡器)均衡器一样选择适宜的参数用自适应算法进行收敛。
在这个实施例中，OFDM信号校正部可通过进行如图10所示的接收处理
有效地去除包含在接收OFDM信号的起因于削峰的失真成分。因重复数次自适
应算法即可收敛，在图10中将图8各个信号的记述加入重复次数“m”重新
表述。而且，图10和图8中的变量是以大小写相对应，例如，图10中的V(i，
k，m)是图8的v(i，k)重复第m次时的值。使在第m次重复产生的误差为E(i，
k，m)，使根据该误差更新的削峰后的采样信号j的接收信号为R(i，j，k，
m)。
OFDM信号校正部在步骤S0开始第i个OFDM码元的接收处理，在步骤S1
通过无图示的信道估计部估计用来在解调部507进行检波以及用来生成复本
生成部509的复本信号x(i，k)的每个副载波的信道。在接下来的S2，通过
FFT505对没有经过削峰的采样信号进行傅立叶变换处理以仅从没有经过削峰
的采样信号形成各个副载波的信号U(i，p)。在步骤S3，将OFDM信号校正部
的重复计数器(例如可将其设置在具有OFDM信号校正部的OFDM接收装置的控
制部)的计数值m复位，在之后的步骤S4将副载波号码k复位。在此表示的
是副载波数量为8的例子，因此k为0至7。
在步骤S5，通过FIR滤波器503在输入FFT的已知系数的同时以削峰后
的采样信号作为可变增益进行运算处理，来仅从削峰后的采样信号依序形成
各个副载波的信号T(i，q，m)。在步骤S6，通过FIR滤波器503依序得到的
各个副载波的信号T(i，q，m)在串并行变换部504进行串并行变换。
在步骤S7，在加法器506将在步骤S5和S6所得的削峰后的采样信号的
每个副载波的信号T(i，k，m)以及在步骤S2所得的没有经过削峰的采样信
号的每个副载波的信号U(i，k)按相互对应的副载波相加，得到相加信号V(i，
k，m)。
在步骤S8通过解调部507进行检波得到解调信号D(i，k，m)，在接下
来的步骤S9通过解码部508进行硬判决得到硬判决值F(i，k，m)。
在步骤S10判定此次作为自适应算法处理对象的副载波号码是否小于
8(副载波的数量)，若小于8则到步骤S11将副载波号码k增值。然后在步骤
S14通过复本生成部509生成第k个副载波的复本信号x(i，k，m)，在步骤
S15通过减法器510求出第k个副载波的复本信号X(i，k，m)和相加信号V(i，
k，m)的差值以求出误差值E(i，k，m)。
在步骤S16，自适应算法部511校正FIR滤波器503的可变增益(即，削
峰后的采样信号)R(i，j，m)使误差值E(i，k，m)减小，并送至FIR滤波器
503。在步骤S16的处理结束后回到步骤S5，由FIR滤波器503进行应用校
正后的可变增益R(i，j，m)的运算。
以此方式，OFDM信号校正部将重复步骤S5-S6-S7-S8-S9-S10-S11
-S14-S15-S16-S5的循环处理直到副载波号码变成8。由此，随着副载波
号码k的增加，可减小误差值E(i，k，m)，而副载波号码k越大越能够除去
失真成分，并在步骤S9能够输出错误率小的硬判决值F(i，k，m)。
最终，当8个副载波的处理结束后，在步骤S10可得到否定的答复，到
步骤S12将副载波号码k恢复为0的同时，将重复计数值m增值。在之后的
步骤S13判定重复计数值m是否小于所设定的最大值Mmax，若小于Mmax则
前进到步骤S14。然后进行和上述同样的重复S5-S6-S7-S8-S9-S10-
S11-S14-S15-S16-S5的循环处理直到副载波号码变成8。最终，当重复
次数等于Mmax时前进到步骤S17结束第i个OFDM信号的接收处理。
以此方式，OFDM信号校正部基于重复次数m和副载波号码k的双重环使
可变增益R(i，j，k，m)逐次收敛。由此，误差E(i，k，m)将逐渐变小，连
带地使硬判决值F(i，k，m)的错误次数减少，更能进一步地减小误差E(i，k，
m)。于是，可使含有削峰失真成分的接收信号接近没有失真的波形。
另外，因在OFDM信号校正部仅校正削峰后的采样信号，而没有经过削峰
的采样信号可维持R(i，j，k，m)＝R(i，j，k，0)。于是，因能够仅校正削
峰后的采样信号并去除失真成分，从而减少自适应算法部511的计算量，并
能够在短时间内有效地去除起因于削峰的失真成分。
因此，根据本实施例，将从接收OFDM信号采样出的采样信号分为削峰后
的采样信号和没有经过削峰的采样信号，并分别对削峰后的采样信号和没有
经过削峰的采样信号进行傅立叶变换处理，另外也应用自适应算法，通过对
削峰后的采样信号进行校正使从解码后的信号生成的复本信号x(i，k)和解
调前的信号v(i，k)之间的误差收敛，由此即可有效地去除起因于削峰的失
真成分。
在这个实施例中虽然设置FIR滤波器503和串并行变换部504作为对削
峰后的采样信号进行傅立叶处理的第1傅立叶变换处理部件，以及设置
FFT505作为对没有经过削峰的采样信号进行傅立叶处理的第2傅立叶变换处
理部件的情况做出说明，但本发明并不限于此，也可将削峰后的采样信号和
没有经过削峰的采样信号一起作为FIR滤波器的可变增益输入，并通过自适
应算法校正该FIR滤波器的可变增益。
由此，便可使傅立叶变换部件具有原有的傅立叶变换处理的功能，其中，
将采样出的接收信号分割成多个副载波的信号的功能，同时，并具有作为滤
波器去除以复本信号和傅立叶变换后的信号的误差值呈现的失真成分(硬判
决误差成分)的功能。
(实施例2)
在上述的实施例1中，曾说明在估计削峰后的采样信号时，在从接收OFDM
信号采样出的各个采样信号取得各个采样信号和平均功率的比值，将该比值
超过某个阈值的采样信号视为削峰后的采样信号的情况。
另一方面，在这个实施例中先对接收OFDM信号进行假定判决，对假定判
决数据进行IFFT处理来生成发送波形，将在所生成的发送波形中位置超过规
定的阈值的采样信号选择为削峰后的采样信号。由此，即可更正确地选择出
削峰后的采样信号。于是，即可应用自适应算法只校正真正需要校正的采样
信号，从而缩短自适应算法的收敛时间。
图11显示此实施例中的抽头选择部800的结构。而在图11中，对和图
2相对应的部分标上相同的码元并省略其说明。在抽头选择部800中，由
FFT801将从接收OFDM信号采样出的采样信号变换为各个副载波的信号。各
个副载波的信号经过解调部802的检波处理后由硬判决部803进行硬判决成
为假定判决数据。假定判决数据在IFFT804接受傅立叶逆变换处理。由此可
重新生成发送波形，并将该重新生成的波形送至峰值判定部805。
乘法器806将等于发送端的阈值×β的阈值Th输至峰值判定部805。在
此，β不必小于1。各峰值判定部805将对应的采样点的振幅和阈值Th相比
较，将超过阈值Th的样本号码作为选择结果输至选择部501(图8)。
(实施例3)
在实施例3着眼于削峰基本上是维持每个样本的相位并仅对振幅方向进
行校正即可的事实，因此，在自适应算法部511(图8)的处理加上只校正接收
到的采样信号的振幅方向的约束条件。由此，可将自适应算法适用于去除真
正起因于削峰的失真，同时可缩短收敛时间。
一般在LMS和RLS是将抽头系数视为复数并使其收敛。此时实部和虚部
的校正量并没有相关，但在这个实施例中，将使实部和虚部的校正量有相关
关系。
例如，如图12，如果以接收到的采样信号的实部为A、虚部为B，则可
将该信号的向量表示为复数A+jB。然后假设用自适应算法对该采样信号进
行加入校正向量C+jD的校正。
此时，若C/A＝D/B，则可维持相位，反之则无法维持相位(图中“校正
后的向量”)。也就是说，若为图12中校正后的向量，则因无法维持相位而
并不理想。因此，在此必须维持相位。若将振幅方向的补偿视为正确的，则
可进行下述方法。
如果校正前的采样信号以实部为A、虚部为B、表示为复数A+jB且该复
数的相位为a的同时，使校正该采样信号的校正向量以实部为C、虚部为D、
表示为复数为C+jD且该复数的相位为c时，则校正向量的分量中，校正前
的向量的振幅方向的大小F可表示为F＝sqrt(C2+D2)cos(c-a)。
在该校正前向量的振幅方向的大小F中，实部方向分量G和虚部方向分
量H分别为G＝F cos(a)、H＝F sin(a)，因此，校正后的新采样点P1为(A
+G)+j(B+H)。也就是说，新的采样点P1的实部I和虚部Q由下式求得：
I＝sqrt((A+C)2+(B+D)2)×cos(a)
Q＝sqrt((A+C)2+(B+D)2)×sin(a)
其中，sqrt()表示()的平方根 .........(2)
于是，在自适应算法部511(图8)的处理中，可仅校正接收到的采样信号
的振幅方向，从而使得自适应算法适用于去除真正起因于削峰的失真的同时
缩短收敛时间。
(实施例4)
在该实施例中以和实施例3中同样的方式加上约束条件，即自适应算法
只校正振幅分量。然而，相对于在实施例3仅使用校正向量中的校正前的样
本的向量(接收的样本的向量)方向的分量来进行校正，在这个实施例中，如
图13所示，先在校正前的向量加上校正向量处求出采样点P2’，通过在维持
采样点P2’的振幅的同时仅将相位恢复到校正前的样本的向量的方向，求出
新的采样点P2。
在此，距离由校正前的向量加上校正向量所求出的采样点P2’的长度(即，
图中“校正后的向量”的长度)K变为K＝sqrt((A+C)2+(B+D)2)，因此，
使到达新采样点P2的距离长度和K相同。此时，实部方向分量L和虚部方向
分量M分别为L＝K cos(a)以及M＝K sin(a)，因此使校正后的新采样点P2
为L+jM。也就是说，新采样点P2的实部I和虚部Q由下式求得。
I＝sqrt((A+C)2+(B+D)2)×cos(a)
Q＝sqrt((A+C)2+(B+D)2)×sin(a)
其中，sqrt()表示()的平方根 .........(3)
于是，和实施例3同样地，在自适应算法部511(图8)的处理中，可仅校
正接收到的采样信号的振幅方向，从而使得自适应算法适用于去除真正起因
于削峰的失真的同时缩短收敛时间。
(实施例5)
在上述的实施例3和实施例4中，说明了仅对振幅方向进行校正的情况。
在这个实施例中，提议在仅校正采样信号的振幅分量后，对采样信号的相位
分量进行校正的方法。
实际上因有噪声叠加在接收OFDM信号上，所以在相位方向也存有误差。
然而，该相位方向的噪声并不是因削峰而产生的。因此，若将振幅校正为较
大，因噪声所产生的相位误差仍维持原样，因此误差的绝对值会随着振幅变
大的程度而增大。
有鉴于此，在校正振幅方向后对相位方向进行校正。但是以和校正振幅
方向不同的加权来校正相位方向。详情如图14。首先，以和实施例4相同的
方法求出仅对振幅方向进行校正的采样点P3。
其次，将采样点P3旋转求出新采样点P4，其旋转的程度相当于与校正后
的向量的相位差(d)乘以常数Г后的相位。在此，Г为小于1的正数。由此，
即可抑制因对振幅进行使其增大的校正而增加的相位方向的噪声成分。另外，
Г＝0的情况与实施例3和实施例4相同。
(实施例6)
在这个实施例中，将在传播路径上存在多径的情况下提议一种能够进一
步提高校正精度的OFDM信号的校正方法。
在此假设发送端是如图15所示，OFDM信号已经过削峰处理。横轴为样
本，而纵轴则表示该样本的信号波形。黑色的三角形代表已被削峰的样本。
实线为原本的波形，而虚线为削峰后的波形。
在诸如这种情况的情况下，若存在一个路径，信号如同在接收端被接收
(虽然有相位和振幅波动，但波形如同以模拟形式进行传输)，因此可根据实
施例1至4的结构进行良好的削峰校正。若存有多径，则将如图16所示。图
16是显示由于3个路径的条件各路经是以1、1、-1的振幅到来的例子。第1
路经以粗线，第2路经以细线，第3路经以虚线表示。
图17表示将上述三者合成后的波形。在图中可以看出尽管因削峰后码元
所受到的波形失真在一个路径的情况下仅适用于三个样本，但该例却增为7
个样本(黑色三角形的数量增加)。而且，必须求出在时域的信道脉冲响应才
可得知是哪些样本受到影响。再者，在存有更多路径的情况下，必须更新更
多的样本，且在时域的脉冲响应的精度也随着路径的增加而降低，从而使校
正精度将降低。
有鉴于此，在这个实施例中提议在适用于多径环境的情况下也能够对
OFDM信号进行精度良好的校正的方法。本发明的发明人认为，既然在路径为
一个的情况下可使用实施例1至5的结构对OFDM信号进行精度良好的校正，
因此在多径环境中先执行均衡以使多路径回到一个路径后，再进行实施例1
至5所述的校正即可。
在这个实施例中，将提议对多径信号进行频率轴均衡使多径信号恢复为
一个路径的信号作为上述提案的例子。
图18是表示实施例6的OFDM信号校正部的结构，对于和图8相对应的
部分标有相同的码元。在这个实施例的OFDM信号校正部具备路径补偿部
1000，并根据该路径补偿部1000补偿接收OFDM信号的起因于多径的影响。
在路径补偿部1000中，将采样信号r(i，0)至r(i，7)输入作为傅立叶
变换处理部件的FFT1001。FFT1001通过对采样信号r(i，0)至r(i，7)进行
傅立叶变换处理来抽出叠加在各个副载波上的采样信号。而抽出的各个副载
波的采样信号则输至频率轴均衡部1002。
频率轴均衡部1002通过将各个副载波的信号以每个副载波的信道估计
值进行复数除算来去除每个副载波的多径影响。因频率轴均衡为已知技术，
在这里不加详述。但例如可根据叠加在各个副载波的已知信号来估计各个副
载波的振幅和相位的波动，并根据此估计值，将因起因于多径的频率选择性
衰落而降低功率的副载波的信号恢复原状即可。
通过频率轴均衡部1002去除多径影响、也就是被补偿为一个路径的各个
副载波的信号在被恢复成和由作为高速傅立叶逆变换处理部件的IFFT(高速
傅立叶逆变换部)1003从接收OFDM信号取得的采样信号相同的波形后，被送
至选择部501和抽头选择部502，之后接受和实施例1至5相同的处理。
在这个实施例的OFDM信号校正部也可如图18所示，省略在实施例1至
5所需要的解调部(DEM)508(图8)。这是因为在频率轴均衡部1002去除多径
影响时，对各个副载波的信号的振幅和相位进行了补偿。另外，频率轴上的
均衡也对相位进行校正，因此也可去除采样点在发送接收间偏差而产生的影
响(即，各个副载波看似受到和副载波号码成比例的相位波动)。
因此，根据上述结构设置，通过提供能够将多径信号恢复成一个路径的
信号的路径补偿部1000，并对补偿后的信号进行如实施例1至5所说明的校
正处理，即可提高在多径情况下的校正精度，并且获得实施例1至5的效果。
实施例7
图20表示实施例7中的OFDM信号校正部的结构，其中和图18相对应的
部分标有相同的码元。在这个实施例中的OFDM信号校正部具备检测各个副载
波的信号的接收功率的功率检测部1100。功率检测部1100根据叠加在各个
副载波的已知信号检测各个副载波的接收功率，将检测结果送至选择部1101。
选择部1101在输入的各个副载波k的误差e(i，k)中，从接收功率较大
者按降低的顺序仅选择出对应于规定数量的副载波的误差e(i，k)。具体来
说，就是对于从接收功率较大者按降低的顺序选出的规定数量的副载波k，
直接将误差e(i，k)输出，对于接收功率较小的副载波k则输出为0的值。
由此可通过将接收功率小的副载波排除于自适应算法的对象之外以进一步地
提高在多径环境下的校正精度。
也就是说，存在因多径所产生的频率选择性衰落信号振幅几乎是0的副
载波，该副载波通过频率均衡会以极大的放大率放大，且这也只是将噪声放
大而已。这将导致许多噪声混入由IFFT1003重现的一个路径的波形。根据这
个实施例，可有效地防止上述噪声的混入，使自适应算法的校正精度提高。
因此，根据上述结构，通过检测副载波的信号功率，根据检测结果选择
作为自适应算法的对象的副载波的信号，且不使用因多径而衰落的副载波进
行校正，能够有效地提高多路径环境中的校正精度，并能获得实施例6的效
果。
然而，虽然在这个实施例中就检测副载波的信号功率，并根据该检测结
果选择作为自适应算法的对象的副载波的信号进行说明，但本发明并不限于
此，如图21所示，也可设置SN比检测部1200以代替功率检测部1100，由
选择部1101从接收SN比较大者按降低的顺序仅选择规定数量的副载波的信
号，而不使用SN比较差的副载波。
另外，在这个实施例中虽然对通过在减法器510的后方设置选择部1101，
选择0作为接收功率较小的副载波的信号的误差值，将接收功率小的副载波
的信号排除于校正对象之外的情况进行说明，但选择方法并不限于此，例如
也可将功率检测部1100的检测结果输入自适应算法部511，由自适应算法511
选择排除于自适应算法之外的副载波的信号。
再者，不单单进行选择，也可进行对应于功率或SN比的加权，从而反映
具有较大加权的可能的载波，和具有较小加权的不可能的载波。
其他实施例
虽然在上述实施例中对通过去除因削峰引起的失真以提高接收质量的情
况进行了说明，但本发明并不限于此，如图8所示的本发明的结构可广泛应
用于有失真和噪声叠加在接收OFDM信号的情况。现将其中的几个范例详述如
下。
(1)消除其他用户的信号的干扰
在如分组传输时对信号进行通断控制来传输的情况下，有时其他用户的
信号会对接收到的信号的一部分产生干扰。例如在自己的信号和其他用户的
信号为非同步时就会发生这种状况。另外，即使用户之间为同步，上述状况
也有可能在随机访问发送时因用户的位置使得到达基站的时间产生落差时发
生。
由此，当其他用户的信号对接收OFDM信号的一部分产生干扰时，即可应
用本发明，只对受到干扰的部分进行校正来加以去除，从而提高接收信号的
质量。
此时，在图8的抽头选择部502选择受到其他用户的信号的干扰的采样
信号，将所选择的采样信号送至FIR滤波器503，将没有受到干扰的采样信
号送至FFT505即可。例如可以通过检测采样信号的功率来实现上述选择。
图22表示校正领域(选择作为干扰消除对象的采样信号)的一个例子。在
从接收OFDM信号采样出的采样信号r(i，0)至r(i，7)中，将时间上和其他
用户的信号重叠的采样信号r(i，0)至r(i，3)送至FIR滤波器503，其他的
采样信号r(i，4)至r(i，7)则送至FFT505即可。
(2)TDD(Time Division Duplex，时分双工)发送接收时的上行信号和
下行信号间的干扰消除
在TDD系统中，以时间分割相同的频率来发送上行信号和下行信号。在
这个时候上行信号和下行信号有时时间上会重叠。例如，终端较远时就会因
电波的传输延迟而使信号较慢到达。
以此方式应用本发明到当接收到的OFDM信号只有一部分产生上行信号
和下行信号之间的干扰时的情况，只对受到干扰的部分进行校正来加以去除，
从而提高接收信号的质量。
此时也是由图8的抽头选择部502选择有受到上行信号和下行信号之间
的干扰的采样信号，将所选择的采样信号送至FIR滤波器503的同时将没有
受到干扰的采样信号送至FFT505即可。例如可以通过检测采样信号的功率来
实现上述选择。。
图23表示校正领域的一个例子。在从接收OFDM信号采样出的采样信号
r(i，0)至r(i，7)中，将上行信号和下行信号之间时间上有重叠的采样信号
r(i，0)至r(i，3)送至FIR滤波器503，其他的采样信号r(i，4)至r(i，7)
则送至FFT505即可。
(3)脉冲噪声的去除
噪声有时是脉冲性的产生。此时如图24所示，只对对应于干扰信号的采
样信号r(i，2)进行校正即可。例如，另一系统使用相同的频率，而该系统
产生尖波噪声时(该尖波噪声在UWB(超宽带，ultra-wideband)系统中特别容
易产生)，有可能会导致一部分的采样信号恶化。
以功率检测或将每个样本轮番检测等方式来检测出恶化的采样信号后，
选择性地送至图8的FIR滤波器503即可有效地去除脉冲性的噪声。
(4)白噪声的去除
使用本发明的OFDM接收装置，即使在有白噪声作为噪声成分叠加在接收
OFDM信号的情况下也可将其去除。现就其中一例进行说明。首先将图25的
(a)所表示的所有的采样信号r(i，0)至r(i，7)输入FIR滤波器503进行校
正。然后求出校正后的解调信号的SN比或均方差和，参照该值按噪声大小依
序排列采样信号。
也就是说，先只将采样信号r(i，0)输至FIR滤波器503，接下来只将采
样信号r(i，1)输至FIR滤波器503，以此类推，仅将一个采样信号输至FIR
滤波器503，将其他的采样信号输至FFT505。此时，求出将各个采样信号输
至FIR滤波器503时的校正时的解调信号的SN比或均方差和。校正某个采样
信号时的SN比或均方差和大的事实，代表该采样信号的噪声大。由此，如图
25(b)所示，将各个采样信号r(i，0)至r(i，7)按噪声的大小依序排列。
接下来如图26所示，将判断为噪声大的采样信号依序输至FIR滤波器
503，将白噪声去除。也就是说，首先在步骤1将判断为噪声最大的采样信号
r(i，0)输至FIR滤波器503以去除采样信号r(i，0)的噪声成分。
然后在步骤2将判断为噪声次大的采样信号r(i，2)输至FIR滤波器503
以去除采样信号r(i，2)的噪声成分。由此，通过从判断为噪声大的采样信
号依序输至FIR滤波器503将噪声去除，可有效地将叠加在接收OFDM信号作
为噪声的白噪声去除。
本发明并不限于上述的实施例，亦可进行各种变更加以实施，而不脱离
本发明的范围。
本发明的OFDM接收装置所采取的结构为包括：傅立叶变换处理部件，具
备以从接收OFDM信号采样出的采样信号作为可变增益的同时将傅立叶变换
的已知系数输入的FIR滤波器，以及通过对该FIR滤波器的输出进行串并行
变换以形成叠加在各个副载波上的采样信号的串并行变换部；数字信号形成
部件，从由傅立叶变换处理部件得出的各个副载波的采样信号取得接收数字
信号；复本信号生成部件，从由数字信号形成部件得出的接收数字信号生成
各个副载波的采样信号的复本信号；误差计算部件，计算对应的副载波信号
的由傅立叶变换处理部件得出的傅立叶变换处理后的信号和复本信号之间的
误差值；以及校正部件，根据误差值对作为FIR滤波器的可变增益的采样信
号的值作出自适应校正，以进行使误差值变小的自适应算法处理。
根据上述结构，不但可使傅立叶变换处理部件具备将从接收OFDM信号采
样出的采样信号变换为叠加在各个副载波的信号的原有的傅立叶变换处理功
能，同时也可具备滤波器的功能，即，去除以复本信号和傅立叶变换后的信
号的误差值呈现的因削峰处理等产生的失真和噪声成分。然后通过校正部件
的自适应算法处理对傅立叶变换部件的FIR滤波器的可变增益(从接收OFDM
信号采样出的采样信号)进行自适应校正，由此即可有效地去除包含在接收
OFDM信号的失真和噪声。
本发明的OFDM接收装置的结构还包括：选择部件，从采样信号中分别选
出要进行校正的采样信号和不进行校正的采样信号；其中所述傅立叶变换部
件包括：第1傅立叶变换处理部件，对要进行校正的采样信号进行傅立叶变
换处理；第2傅立叶变换处理部件，对不要进行校正的采样信号进行傅立叶
变换处理；以及加法部件，将由第1和第2傅立叶变换处理部件形成的各个
副载波的信号以相互对应的副载波的信号相加。其中，第1傅立叶变换部件
还包括将要进行校正的采样信号作为可变增益的同时将傅立叶变换的已知系
数输入的FIR滤波器，以及通过对该FIR滤波器的输出进行串并行变换以形
成叠加在各个副载波上的采样信号的串并行变换部。
根据上述结构，将傅立叶变换处理部件分为第1和第2傅立叶变换处理
部件，其中使对要进行校正的采样信号进行傅立叶变换处理的第1傅立叶变
换处理部件具备FIR滤波器，并通过仅对要进行校正的采样信号进行使用自
适应算法处理的自适应滤波，即可只对真正有叠加失真和噪声成分的采样信
号进行校正，因此能够减少自适应算法的计算量。于是，能够在短时间内更
加有效地去除失真和噪声成分。
本发明的OFDM接收装置的结构还包括：选择部件，从采样信号中分别选
出在发送端被削峰的采样信号和没有经过削峰的采样信号；其中所述傅立叶
变换处理部件包括：第1傅立叶变换处理部件，对削峰后的采样信号进行傅
立叶变换处理；第2傅立叶变换处理部件，对没有经过削峰的采样信号进行
傅立叶变换处理；以及加法部件，将由第1和第2傅立叶变换处理部件形成
的各个副载波的信号以相互对应的副载波的信号相加。其中，第1傅立叶变
换部件还包括将削峰后的采样信号作为可变增益的同时将傅立叶变换的已知
系数输入的FIR滤波器，以及通过对该FIR滤波器的输出进行串并行变换以
形成叠加在各个副载波上的采样信号的串并行变换部。
根据上述结构，将傅立叶变换处理部件分为第1和第2傅立叶变换处理
部件，其中使对削峰后的采样信号进行傅立叶变换处理的第1傅立叶变换处
理部件具有FIR滤波器，并通过仅对削峰后的采样信号进行使用自适应算法
处理的自适应滤波，即可只对有真正有因削峰而产生的失真成分叠加的采样
信号进行校正，因此能够减少自适应算法的计算量。于是，能够在短时间内
更加有效地去除起因于削峰的失真成分。
本发明的OFDM接收装置的选择部件将每个采样信号与规定的阈值比较，
将大于或等于阈值的采样信号选择为削峰后的采样信号。
根据上述结构，能够以较容易的方式选择削峰后的采样信号。
本发明的OFDM接收装置的选择部件所采取的结构为包括：傅立叶变换处
理部件，对采样信号进行傅立叶变换处理；假定判决部件，对傅立叶变换处
理后的数据进行假定判决；傅立叶逆变换处理部件，通过对由该假定判决部
件取得的假定判决数据进行傅立叶逆变换处理以重新生成发送波形，和选择
部件将重新生成波形中大于或等于规定的阈值的采样信号选择为削峰后的采
样信号。
根据上述结构，从经过假定判决的假定判决数据重新生成发送波形，根
据所重新生成的波形的采样信号估计和选择削峰后的采样信号，所以能够以
良好的精度选择出削峰后的采样信号。
本发明的OFDM接收装置将所述阈值设定为小于在发送端用来削峰的阈
值。
根据上述结构，能够毫无遗漏地选择削峰后的采样信号。
本发明的OFDM接收装置的校正部件在根据自适应算法自适应地校正采
样信号的值时，仅校正该采样信号的振幅分量而不校正相位分量。
根据上述结构，因发送端的削峰处理而在接收信号实际产生的误差(失真)
仅是在采样信号的振幅分量，所以通过仅对振幅分量进行校正，能够以较少
的自适应算法的计算次数有效地将因削峰而产生的失真去除。
本发明的OFDM接收装置的校正部件将校正前的采样信号以实部为A、虚
部为B、表示为复数A+jB且该复数的相位为a，同时使校正该采样信号的校
正向量的实部为C、虚部为D、表示为复数为C+jD且该复数的相位为c时，
由下式求得校正后的采样信号的实部I和虚部Q：
I＝A+sqrt(C2+D2)×cos(c-a)×cos(a)
Q＝B+sqrt(C2+D2)×cos(c-a)×sin(a)
其中，sqrt()表示()的平方根。
根据上述结构，由校正向量的采样信号的振幅方向的分量F＝sqrt(C2
+D2)×cos(c-a)求出校正后的采样信号的实部I和虚部Q，因此在自适
应算法能够良好地进行附加了仅校正振幅分量的约束条件的运算。
本发明的OFDM接收装置的校正部件将校正前的采样信号以实部为A、虚
部为B、表示为复数A+jB且该复数的相位为a，同时使校正该采样信号的校
正向量的实部为C、虚部为D、表示为复数为C+jD且该复数的相位为c时，
由下式求得校正后的采样信号的实部I和虚部Q：
I＝sqrt((A+C)2+(B+D)2)×cos(a)
Q＝sqrt((A+C)2+(B+D)2)×sin(a)
其中，sqrt()表示()的平方根。
根据上述结构，由以校正向量校正后的采样信号的向量长度sqrt((A+
C)2+(B+D)2)求出校正后的采样信号的实部I和虚部Q，因此在自适应算法
能够良好地进行附加了仅校正振幅分量的约束条件的运算。
本发明的OFDM接收装置的校正部件在根据自适应算法自适应性地校正
采样信号的值时，校正该采样信号的振幅分量后再校正采样信号的相位分量。
根据上述结构，在除了起因于削峰的振幅方向的失真所产生的误差外，
在相位方向也有波动时，也可对该相位方向的波动进行有效的校正。具体来
说，当首先仅校正采样信号的振幅分量时，因传播路径波动所产生的相位误
差保持不变，因此误差的绝对值增大到振幅变大的程度。通过接下来为校正
该误差而校正相位方向，由此，即可有效地对因振幅加大而增大的相位分量
的波动进行校正。
本发明的OFDM接收装置还包括补偿在接收OFDM信号因多径而产生的波
动的路径补偿部件，其中傅立叶变换处理部件将该路径补偿部件补偿的采样
信号作为FIR滤波器的可变增益。
根据上述结构可提高在多径环境下的校正精度。
本发明的OFDM接收装置的路径补偿部件所采取的结构为包括：傅立叶变
换处理部件，通过对从接收OFDM信号采样出的采样信号进行傅立叶变换处理
来抽出叠加在各个副载波上的采样信号；频率轴均衡部件，对各个副载波的
采样信号进行频率轴均衡处理；以及傅立叶逆变换处理部件，对频率轴均衡
处理后的各个副载波的采样信号进行傅立叶逆变换处理；并且输出傅立叶逆
变换处理后的采样信号作为FIR滤波器的可变增益。
根据上述结构，通过频率轴均衡将每个副载波因多径所产生的振幅和相
位的波动去除并形成一个路径的信号，因由傅立叶变换处理部件、数字信号
形成部件、复本信号生成部件、误差计算部件以及校正部件对上述一个路径
的信号进行校正处理，因此能够良好地提高在多径环境下的校正精度。
本发明的OFDM接收装置所采取的结构为还包括：波动检测部件，从接收
OFDM信号检测出因多径而产生的各个副载波的信号的波动；以及选择部件，
根据该检测结果选择要校正的副载波的信号。
根据上述结构，和将所有的副载波的信号视为校正对象的情况相比，因
能够例如仅选择真正适合作为校正对象的副载波的信号，所以能够进一步地
提高校正精度。
本发明的OFDM接收装置的波动检测部件检测各个副载波的接收功率，并
且选择部件从接收功率较大者按降低的顺序仅选择规定数量的副载波的信
号。
本发明的OFDM接收装置的波动检测部件检测各个副载波的接收SN比，
而选择部件从接收SN比较大者按降低的顺序仅选择规定数量的副载波的信
号。
根据上述结构，能够不使用因多径而产生衰落的副载波进行校正，所以
能进一步地提高校正精度。
本发明的OFDM信号的校正方法包括下列步骤：傅立叶变换处理步骤，将
从接收OFDM信号采样出的采样信号作为可变增益的同时输入傅立叶变换的
已知系数以进行FIR滤波器运算，从而对接收OFDM信号进行傅立叶变换处理；
数字信号形成步骤，从对应于傅立叶变换处理步骤得出的各个副载波的采样
信号取得接收数字信号；复本信号生成步骤，从数字信号形成步骤得出的接
收数字信号生成各个副载波的采样信号的复本信号；误差计算步骤，计算由
傅立叶变换处理步骤得出的傅立叶变换处理后的信号和复本信号之间对应的
副载波信号的的误差值；以及自适应算法处理步骤，通过根据误差值对用作
为FIR滤波器的可变增益的接收OFDM信号的采样信号的值作出自适应的校
正，使误差值变小。
根据上述方法，不但可以在傅立叶变换处理步骤进行将从接收OFDM信号
采样出的采样信号变换为叠加在各个副载波的信号的原本的傅立叶变换处理
的功能，同时也可使该步骤具有滤波器的功能，去除以复本信号和傅立叶变
换后的信号的误差值呈现的失真和噪声成分。然后通过自适应算法处理步骤
对在傅立叶变换步骤使用的可变增益(即，从接收OFDM信号采样出的采样信
号)进行自适应校正，可有效地去除失真和噪声成分。
本发明的OFDM信号的校正方法还包括：选择步骤，从接收OFDM信号采
样出的采样信号中分别选出要进行校正的采样信号和不进行校正的采样信
号；其中所述傅立叶变换步骤对于要进行校正的采样信号，将该采样信号作
为可变增益的同时输入傅立叶变换的已知系数以进行FIR滤波器运算，另一
方面，对于不进行校正的采样信号以该采样信号的数值取为0进行傅立叶变
换处理，并将FIR滤波器运算后的信号和傅立叶变换处理后的信号相加输出。
根据上述方法，通过仅对校正对象的采样信号进行使用自适应算法处理
的自适应滤波，可以只对真正有失真和噪声分量叠加的采样信号进行校正，
因此能够减少自适应算法的计算量。由此，能够在短时间内更加有效地去除
失真和噪声成分。
本发明的OFDM信号校正方法还包括补偿在接收OFDM信号因多径而产生
的波动的路径补偿步骤，而傅立叶变换处理步骤使通过该路径补偿步骤补偿
的采样信号为所述FIR滤波器运算的可变增益。
根据上述方法可提高在多径环境下的校正精度。
本说明书基于2002年6月20日提交的日本专利申请第2002-180204号
以及2003年1月7日提交的日本专利申请第2003-001438号。其内容都包
含于此以资参考。
工业实用性
本发明适用于例如对在发送时经过削峰处理的OFDM信号的失真进行校
正的OFDM接收装置。