优选实施例的详细描述
下面的讨论是当结合一个补偿电力变换器的电路结构时来描述
的本发明的实施例。本发明还可以被应用到其它电力变换器电路结
构，例如一个升压变换器、一个回扫变换器、一个正向变换器、一个
推挽式变换器、一个谐振变换器，一个全桥式变换器、一个Cuk变换
器、一个Sepic变换器、一个半桥式变换器和其它变换器电路结构，
这对于本领域里普通技术人员来说是显而易见的。现在来参照附图，
图1示出了一种现有补偿变换器，该补偿变换器具有两个开关M1和
M2、一个输出电感器L1和一个输出电容器C1。附图2示出了当在负载
电流中具有一个阶跃增加时一个典型的补偿变换器的操作，如在图1
中所示的，假设反馈电路4和脉冲宽度调制控制器6足够快地改变该变
换器开关M1和M2的占空比，以便能够使电感器L1中的电感电流上升到
一个新的平均值。通过输出电感器L1的电感来限制电感电流增加的速
率。一个具有低电感的电感器L1为在该变换器中电感器电流快的变化
速率创造了条件。但是，该变换器将遭受一个高脉动的电感器电流。
一个具有高电感的电感器将使该变换器中的脉动电流减小，但是该电
感器电流将更慢地瞬态变化。本发明提供一种新的方法，该方法提供
一种快的电感器电流变化速率，同时提供一种减少脉动电流的方法。
第一实施例
图3示出了一种结合到一个电力变换器中的本发明的第一实施例
的电路图。该实施例包括一个电源电路110和一个控制电路120。电源
电路110包括一对输入端101和102，用于与一个直流电压源连接以便
接收输入电源，和一个输出电容器C101，用于给与输出电容器C101连
接的一个负载107提供稳压的直流输出电源。该电源电路110还包括一
对开关M101和M102，其中在该实施例中开关M101和M102由MOSFETs来
表示，但是能够从像BJTs、机电开关、IGBTs、和半导体开关这样的
许多适当的装置中任意选择一种作为开关。通过控制电路120来控制
开关M101和M102以便产生一系列交流电压脉冲。
在开关M101和M102与输出电容器C101之间连接一个磁路130。该
磁路130包括一个电感相对较低的固定电感器L101和一个电感相对更
高的可变电感装置140。在电源电路110的正常操作期间，可变电感装
置140以一个稳定的电感值来操作，以便提供足够的电感由此允许电
源电路110利用低脉动电压来操作。当在电源电路110中具有一个快的
瞬态电流时，可变电感装置140是可操作的以便在一个减小的电感值
上起作用，最好接近于零电感，从而改进电源电路110的瞬态响应。
在本发明的第一实施例中示出的可变电感装置140由一个具有三
个线圈W101，W102和W103的变压器组成。线圈W101与固定电感器L101
串联连接并且被连接在输入端101和102与输出电容器C101之间。线圈
W102和W103与线圈W101磁耦合并且每个线圈W102和W103与一个电压
源Vi101连接。在本实施例中示出：线圈W102和W103与相同的电压源
连接，但是做为选择，线圈W102和W103可以与不同的电压连接。线圈
W102和W103也与双向开关S103和S104连接。双向开关S103和S104能够
操作来控制电压源Vi101分别地与线圈W103和W102连接。双向开关
S103和S104可以是像MOSFETs，BJTs，IGBTs，和半导体开关这样的许
多适合的装置中任意一种开关。
控制电路120包括两个回路、一个脉冲宽度调制(PWM)回路105和
一个可变电感控制回路116。PWM回路105包括一个反馈单元104，该反
馈单元104与一个PWM单元106连接。反馈单元104能够监视变换器负载
电压，并且PWM单元106能够给在电源电路110中的开关M101和M102提
供驱动脉冲。
可变电感控制回路115包括监视变换器负载电压和为电源电路
110中的开关S103和S104产生驱动信号的电路。在第一实施例中，可
变电感控制回路包括一个高通滤波器B101和两个磁滞比较器B102和
B103，该高通滤波器能够监视变换器负载电压，两个磁滞比较器分别
与开关S104和S103连接。
在稳定状态操作期间，反馈单元104产生控制PWM控制器106的信
号，该PWM控制器也产生栅极脉冲以便驱动MOSFETsM101和M102，由此
维持负载107上的稳定电压。除了输出电感器由两个串联电感器L101
和W101组成而不是一个电感器之外，该稳定状态操作与常规变换器的
稳定状态操作是相同的。在第一实施例中，电感器L101是一个与线圈
W101物理上分离的电感器，然而做为选择，电感器L101可以是漏电感
并且与变压器T101是一个整体，因此将不需要一个物理上分离的电感
器。同样在稳定状态操作期间，开关S103和S104被打开。因此，线圈
W101的电感是高的以便保持低的脉动电流。
当在负载电流中具有一个快的瞬态增加时，图3的变换器响应该
瞬态状态，如由在图4中所示波形所举例说明的。在t10和t11之间的
周期中，变换器以稳定状态操作。在时间t11时，在负载电流中具有
一个阶跃增加，如在图4C中所示的。这导致一个输出电压下降，如在
图4E中所示的。
当该输出电压下降低于一个阈值电平V1时，通过滤波器B101和比
较器B102的操作使开关S104被导通，从而使电压源Vi101与线圈W102
短路。其结果是，线圈W101的电感减小并且电感器L101和线圈W101
的等效电感减小到电感器L101的电感。因此，由于电感减小，使流过
电感器L101的电流能够迅速地上升，如在图4D中所示的。在t12和t13
之间的时间周期中，电流也同样流过线圈W102。该电流由从线圈W101
感应的电流和由电压源Vi101提供给线圈W102的磁化电流所组成。流
过线圈W102的电流大小取决于线圈W101和W102的匝数比。由于流过电
感器L101中的电流增加和流过变压器T101中的磁化电流的增加，其结
果是输出电压增加。当在时间t13上输出电压达到第二电压电平V2
时，开关S104被关断。
在时间t13上，开关S104被关断并且在t13到t14的时间周期期间
流过线圈W102的电流下降到零。当开关S104被关断时，变压器T101
的磁化电流将被耦合到线圈W101上。在时间t13上，流过电感器L101
的电流和流过线圈W101的磁化电流可不必是相同的。该电流差将给开
关S104的杂散电容充电，并且在t13和t14之间的时间周期期间在线圈
W101中产生电压峰值，如在图4H中所示的。一个像缓冲器电路这样的
能量吸收电路能够用于防止在线圈W101中的过电压。这样一个能量吸
收电路能够选择地与电感器L101，变压器T101，开关S103或开关S104
连接。
在时间t14之后，电源电路的串联输出电感变得高于它在瞬态周
期期间输出电感，这是因为在时间t14上，等效串联输出电感包括电
感器L101和线圈W101的电感。该输出电感器电流不能像当电感器W101
实际上是处于零电感时一样的迅速地变化。如果该电感器电流足以满
足负载需求，那么输出电压将上升并且PWM回路105将恢复它的正常脉
冲宽度调制。然而在时间t14上的电感器电流可能不足以满足负载电
流的需求也是可能的，其结果是：在时间t14上开关S104已经转换到
关断状态之后输出电压可能下降。在这种情况下，输出电压可能减小
到低于阈值电平V1并且开关S104可能再一次被转换一个导通状态。如
果这种情况发生，那么该周期在重复直到流过电感器L101的电感器电
流足以满足负载电流需要为止。最后，输出电压将上升到一个水平，
以致于正常脉冲宽度调制可以恢复。
当在负载电流中具有一个快的瞬态减小时，该变换器响应该瞬态
状态，如在图5中所示波形。在t20和t21之间的时间周期期间，变换
器以一个稳定的负载电流来操作。在时间t21时，在负载电流中具有
一个阶跃减小，如在图5C中所示的。其结果是输出电压上升，如在图
5E中所示的。即使PWM回路105足够快地关断MOSFET M101和导通
MOSFET M102，但是由于电感器L101和绕组W101组合的高电感，使得
在电感器L101中的电流减少将仍然是太慢。当在时间t22上输出电压
达到一个阈值电平V3时，滤波器B101和比较器B103触发开关S103以便
切换到导通状态。其结果是，线圈W103与电压源Vi101连接，线圈W101
的电感实际上减小到零，并且线圈W103为在流过W101的输出电感器电
流中迅速地减小创造条件。在线圈W103中也产生一个磁化电流。
在时间t23上，在输出电感器电流中的减少使输出电压减小直到
它达到一个阈值电压电平V4为止。在这时，开关S103被转换到一个关
断状态并且磁化电流被转换到线圈W101中。在t23到t24的时间周期
中，该磁化电流可能与在电感器L101中流动的电流不匹配，从而在线
圈W101上产生一个电压峰值。能够使用一个像缓冲器电路这样的能量
吸收电路可以避免在线圈W101中的过电压。一个合适的能量吸收电路
可以选择地与电感器L101，变压器T101，开关S103或开关S104连接。
在时间t24之后的时间周期中，输出电压逐渐地降低到一个适当
的电平以致于PWM回路105重新开始正常操作。然而，在时间t24之后，
流过电感器L101的电流可能没有下降到足够防止输出电压达到电压
阈值电平V3是可能的。在这种情况下，该过程将重复直到电感器电流
充分地被减小为止。
在稳定状态操作，串联电感器的等效串联电感是该电感的总和。
电感器W1被设计具有足够高的电感以便使脉动电流减到最少，从而使
流过开关元件和其他部件的RMS电流减到最小。电感器L101被设计具
有足够低的电感，以便当在瞬态状态期间电感器W101被短路时提供快
的电流充电速率。瞬态状态仅仅短时间地存在并且变换器在稳定状态
中渡过大部分的操作时间。因此，该变换器将仅仅对于一个短路持续
时间具有一种高脉动电流，并且效率将不被严重地损害。本发明是通
用性的并且能够被应用到利用一个输出电感器的大多数的开关变换
器中。
如在第一实施例中所描述的，本发明提供一种把一个变换器的输
出电压保持在一定范围之内的装置，并且当面对突然的负载电流变化
时能够提供一个快速瞬态响应。
第二实施例
图6示出了一种结合到一个电力变换器中的本发明的第二实施例
的电路图。该实施例与第一实施例的不同在于利用输入电压源作为附
加的电压源来取消了第一实施例的附加的电压源。该第二实施例包括
一个电源电路210和一个控制电路220。
电源电路210包括一对输入端201和202，用于与一个直流电压源
连接以便接收输入电源，和一个输出电容器C201，用于给与输出电容
器C201连接的一个负载207提供稳压的直流输出电源。该电源电路210
还包括一对开关M201和M202，其中在该实施例中由MOSFETs来表示，
但是能够从像BJTs、机电开关、IGBTs、和半导体开关这样的许多适
合的装置中任意选择一种作为开关。通过控制电路220来控制开关
M201和M202以便产生一系列交流电压脉冲。
在开关M201和M202与输出电容器C201之间连接一个磁路230。该
磁路230包括一个电感相对较低的固定电感器L201和一个电感相对更
高的可变电感装置240。在电源电路210的正常操作期间，可变电感装
置240以一个稳定的电感值来操作，以便提供足够的电感由此允许电
源电路210利用低脉动电压来操作。当在电源电路210中具有一个快的
瞬态电流时，可变电感装置240是可操作的以便在一个减小的电感值
上起作用，最好接近于零电感，从而改进电源电路210的瞬态响应。
在本发明的第二实施例中示出的可变电感装置240由一个具有三
个线圈W201，W202和W203的变压器组成。线圈W201与固定电感器L201
串联连接并且被连接在输入端201和202与输出电容器C201之间。线圈
W202和W203与线圈W201磁耦合并且每个线圈W202和W203与输入电压
端201连接。线圈W202和W203也与双向开关S203和S204连接。双向开
关S203和S204能够控制输入电压源分别地与W203和W202的连接。
控制电路220包括两个回路、一个脉冲宽度调制(PWM)回路205和
一个可变电感控制回路215。PWM回路215包括一个反馈单元204，该反
馈单元204与一个PWM单元206连接。反馈单元204能够监视变换器负载
电压，并且PWM单元206能够给在电源电路210中的开关M201和M202提
供驱动脉冲。
可变电感控制回路215包括用于监视变换器负载电压和为电源电
路110中的开关S203和S204产生驱动信号的电路。在第二实施例中，
可变电感控制回路包括一个高通滤波器B201和两个磁滞比较器B202
和B203，该高通滤波器能够监视变换器的负载电压，两个磁滞比较器
分别地与开关S204和S203连接。
第二实施例中的电源电路210和控制电路220的操作与第一实施
例的电源电路110和控制电路120的操作是相同的。在变压器T201中适
当的线圈匝数比被使用。
第三实施例
图7示出了一种结合到一个电力变换器中的本发明的第三实施例
的电路图。该实施例与第一实施例的主要不同在于利用输出电压源作
为附加的电压源来取消第一实施例的附加的电压源。此外，使用两个
箝位二极管来防止开关过电压。该第三实施例包括一个电源电路310
和一个控制电路320。
电源电路310包括一对输入端301和302，用于与一个直流电压源
连接以便接收输入电源，和一个输出电容器C301，用于给与输出电容
器C301连接的一个负载307提供稳压的直流输出电源。电源电路310还
包括一对开关M301和M302，其中在该实施例中利用MOSFETs来表示开
关。通过控制电路320来控制开关M301和M302以便产生一系列交流电
压脉冲。
在开关M301和M302与输出电容器C301之间连接一个磁路330。该
磁路330包括一个电感相对较低的固定电感器L301和一个电感相对更
高的可变电感装置340。在电源电路310的正常操作期间，可变电感装
置340以一个稳定的电感值来操作，以便提供足够的电感由此允许电
源电路310利用低脉动电压来操作。当在电源电路310中具有一个快速
的瞬态电流时，可变电感装置340是可操作的以便在一个减小的电感
值上起作用，最好接近于零电感，从而改进了电源电路310的瞬态响
应。
在本发明的第三实施例中示出的可变电感装置340由一个具有三
个线圈W301，W302和W303的变压器T301组成。线圈W301与固定电感器
L301串联连接并且被连接在输入端301和302与输出电容器C301之
间。线圈W302和W303与线圈W301磁耦合并且每个线圈W302和W303与输
出电压端303连接。线圈W302和W303也与双向开关S303和S304连接。
双向开关S303和S304能够控制输出电压源分别地与W303和W302的连
接。两个二极管D303和D304分别地与开关S303和S304连接，二极管
D303和D304把开关电压箝位到输入电压电平。
控制电路320包括两个回路、一个脉冲宽度调制(PWM)回路305和
一个可变电感控制回路315。PWM回路305包括一个反馈单元304，该反
馈单元304与一个PWM单元306连接。反馈单元304能够监视变换器的负
载电压，并且PWM单元306能够给在电源电路310中的开关M301和M302
提供驱动脉冲。
可变电感控制回路315包括用于监视变换器的负载电压和为电源
电路中的开关S303和S304产生驱动信号的电路。在第三实施例中，可
变电感控制回路包括一个高通滤波器B301和两个磁滞比较器B302和
B303，该高通滤波器能够监视变换器的负载电压，两个磁滞比较器分
别地与开关S304和S303连接。
第三实施例中的电源电路310和控制电路320的操作与第一实施
例的电源电路110和控制电路120的操作是相同的。在变压器T301中适
当的线圈匝数比被使用。
第四实施例
图8示出了一种结合到一个电力变换器中的本发明的第四实施例
的电路图。该实施例与第二实施例的主要不同在于加入了AND门电路
IC403和IC404，以便保证开关S403和S404的开关转换与开关M401和
M402的开关转换一致。同样地加入了箝位二极管D403和D404，以便把
由于一个快速瞬态在线圈W401中可能产生的电压峰值箝位。该第四实
施例同样地包括一个电源电路410和一个控制电路420。
电源电路410包括一对输入端401和402，用于与一个直流电压源
连接以便接收输入电源，和一个输出电容器C401，用于给与输出电容
器C401连接的一个负载407提供稳压的直流输出电源。电源电路410还
包括一对开关M401和M402，其中在该实施例中利用MOSFETsM401和
M402来表示开关。通过控制电路420来控制开关M401和M402以便产生
一系列交流电压脉冲。
在开关M401和M402与输出电容器C401之间连接一个磁路430。该
磁路430包括一个电感相对较低的固定电感器L401和一个电感相对更
高的可变电感装置440。在电源电路410的正常操作期间，可变电感装
置440以一个稳定的电感值来操作，以便提供足够的电感由此允许电
源电路410利用低脉动电压来操作。当在电源电路410中具有一个快速
的瞬态电流时，可变电感装置440是可操作的以便在一个减小的电感
值上起作用，最好接近于零电感，从而改进了电源电路410的瞬态响
应。
在本发明的第四实施例中示出的可变电感装置440由一个具有三
个线圈W401，W402和W403的变压器T401组成。线圈W401与固定电感器
L401串联连接并且被连接在输入端401和402与输出电容器C401之
间。两个箝位二极管D403和D404与连接电感器L401和绕组W401的结点
连接。线圈W402和W403与线圈W401磁耦合并且每个线圈W402和W403
与输入电压端401连接。线圈W402和W403也与双向开关S403和S404连
接。双向开关S403和S404能够控制输出电压源分别地与线圈W403和
W402的连接。
控制电路420包括两个回路、一个脉冲宽度调制(PWM)回路405和
一个可变电感控制回路415。PWM回路405包括一个反馈单元404，该反
馈单元404与一个PWM单元406连接。反馈单元404能够监视变换器的负
载电压，并且PWM单元406能够给在电源电路410中的开关M401和M402
提供驱动脉冲。
可变电感控制回路415包括用于监视变换器的负载电压和为电源
电路中的开关S403和S404产生驱动信号的电路。在第四实施例中的可
变电感控制回路包括一个高通滤波器B401和两个磁滞比较器B402和
B403，其中高通滤波器B401能够监视变换器的负载电压，两个磁滞比
较器B402和B403与AND门电路IC403和IC404连接，AND门电路IC403和
IC404也分别地使开关S403和S404的开关转换与主开关M402和M401的
开关转换同步。
除了由于附加了箝位二极管和附加了AND门电路使功能改变之
外，第四实施例的电源电路410和控制电路420的操作与第二实施例的
电源电路210和控制电路220的操作是相同的。
在当开关S403或S404瞬态关断时的瞬态期间，二极管D403和D404
把在连接电感器L401和线圈W401的结点上的电压箝位。当这些开关瞬
态关断时，通常在关断瞬态之前和之后流过线圈W401的电流是不匹配
的。该瞬态可能产生电压峰值，该电压峰值将由二极管D403和D404来
箝位以便补偿有关的能量。
即使在有一个瞬态负载电流变化的情况下，附加的AND门IC403能
够保证只有当主开关M402被转换到导通状态时使开关S403被转换到
导通状态。当在负载电流中有一个瞬态减小时，只有当开关M402被转
换到导通状态以便感应在流过电感器L401中的电流减小时，线圈W403
就减小线圈W401的有效电感。这就保证电感器电流能够迅速地减小以
便满足负载需求。
即使在有一个瞬态负载电流变化的情况下，附加的AND门IC404能
够保证只有当主开关M401被转换到导通状态时使开关S404被转换到
导通状态。当在负载电流中有一个瞬态增加时，只有当开关M401被转
换到导通状态以便感应在流过电感器L401中的电流的增加时，线圈
W402就减小线圈W401的有效电感。这就保证电感器电流能够迅速地增
加以便满足负载需求。
第五实施例
图9示出了结合到一个电力变换器中本发明的第五实施例。在该
实施例中使用了一种不同类型的可变电感装置。在该实施例中，可变
电感装置包括一个与开关S503串联连接的相对较小的电感器L501，该
串联结构与一个相对更大的电感器L502并联连接。在变换器的正常操
作期间，开关S503被打开以便使小的电感器L501与变换器隔离。在负
载电压中具有一个瞬态改变时，开关S503被闭合从而使小的电感器
L501与大的电感器L502并联连接，并且启动快的电流变化。该第五实
施例同样地包括一个电源电路510和一个控制电路520。
电源电路510包括一对输入端501和502，用于与一个直流电压源
连接以便接收输入电源，和一个输出电容器C501，用于给与输出电容
器C501连接的一个负载507提供稳压的直流输出电源。电源电路510还
包括一对开关M501和M502，其中在该实施例中利用MOSFETs M501和
M502来表示开关。通过控制电路520来控制开关M501和M502以便产生
一系列交流电压脉冲。
该实施例的可变电感装置540被连接在开关M501和M502与输出电
容器C501之间。在电源电路510的正常操作期间，可变电感装置540以
一个高稳定的电感值来操作，以便提供足够的电感由此允许电源电路
510利用低脉动电压来操作。当在电源电路510中具有一个快的瞬态电
流时，可变电感装置540是可操作的以便在一个减小的电感值上起作
用，最好接近于零电感，从而改进了电源电路510的瞬态响应。
在本发明的第五实施例中所示的可变电感装置540由一个电感器
L501与开关S503串联连接然后与电感器L502并联连接所组成。两个电
压箝位二极管D503和D504与开关S503和电感器L501之间的结点连接
以便保护开关S503。
控制电路520包括两个回路、一个脉冲宽度调制(PWM)回路505和
一个可变电感控制回路515。PWM回路505包括一个反馈单元504，该反
馈单元504与一个PWM单元506连接。反馈单元504能够监视变换器的负
载电压，并且PWM单元506能够给在电源电路510中的开关M501和M502
提供驱动脉冲。
可变电感控制回路515包括用于监视变换器的负载电压和为开关
S503产生驱动信号的电路。在第五实施例中的可变电感控制电路包括
一个能够监视变换器的负载电压的高通滤波器B501和两个磁滞比较
器B502和B503。两个磁滞比较器B502和B503的输出被输入给一个逻辑
电路525，该逻辑电路525包括AND门电路IC503和IC504和OR门电路
IC505。逻辑电路525能够使开关S503的开关转换与主开关M502和M501
的开关转换同步。
在稳定状态操作期间，反馈单元504产生控制PWM控制器506的信
号，该PWM控制器也产生栅极脉冲以便驱动MOSFETs M501和M502，由
此维持负载507上的稳定电压。该稳定状态操作与具有一个输出电感
器L502和一个输出电容器C501的传统变换器的稳定状态操作是相同
的。同样地在稳定状态操作期间，开关S503处在打开状态以致于电感
器L501不影响该变换器的电力变换操作。电感器L502具有一个足够高
的电感以便抑制过大的脉动电流。这就在稳定的负载操作期间提供了
高效率。电感器L501具有比电感器L502的电感明显更低的电感。
当在负载流中具有一个快的瞬态增加时，本实施例的变换器响应
该瞬态状态，如由在图10中所示波形所举例说明的。在t30和t31之间
的周期中，变换器以稳定状态操作。在时间t31时，在负载电流中具
有一个阶跃增加，如在图10C中所示的。这导致一个输出电压下降，
如在图10E中所示的。当输出电压下降到低于一个阈值电平V11时，通
过滤波器B501，比较器B502，AND门电路IC504，和OR门电路IC505的
操作使开关S503被导通。其结果是，具有一个较低电感的电感器L501
与电感器L502并联连接。这使整个变换器的电感减小，因此电感器电
流能够迅速地上升，如在图表10D中所示的。
在t32和33之间的时间周期中，电流也同样流过电感器L501。该
电流使输出电压增加。当在时间t33上输出电压达到一个第二电压电
平V12时，如在图10中所示，通过滤波器B501，比较器B502，AND门电
路IC504和OR门电路IC505的操作使开关S503被转换到一个关断状
态。流过电感器L501的电流被转向流过二极管D504和电流减小直到时
间t34为止。在时间t34上，二极管D504关断并且流过电感器L501的电
流减小到零。
在t32到t34的时间周期期间，电感器L502中的电流上升。如果从
时间t34开始并且超出时间t34时电流上升到足够满足负载的需求，那
么该变换器利用开关M501和M502将恢复正常的脉冲宽度调制。如果电
流没有上升到足够满足负载需求，那么输出电压将下降到电压电平
V11和这操作顺序将被重新启动以便提高输出电压。最后，输出电压
将上升到一个水平，以致于正常脉冲宽度调制可以恢复。
当在负载电流中具有一个快的瞬态减小时，图9的变换器响应如
在图11中所示的瞬态状态。在t40和t41之间的时间周期期间，变换器
以一个稳定的负载电流来操作，在时间t41上，在负载电流中具有一
个如在图11C中所示的阶跃减小。其结果是，如在图11E中所示的，输
出电压上升。即使PWM回路520足够快地关断MOSFET M501和导通
MOSFET M502，但是由于电感器L502的高电感，使得在电感器L502中
的电流减小仍然太慢。当在时间t42上输出电压达到一个阈值电平V13
时，通过滤波器B501，比较器B503，AND门电路IC503，和OR门电路IC505
的操作使开关S503被转换到导通状态。其结果是，具有非常小电感的
电感器L501与电感器L502并联连接。这减小了整个变换器的电感并且
电流能够如在图11D中所示的迅速地变化。
在t42和t43之间的时间期间，在反方向上流过电感器L501中的电
流增加。该电流使输出电压减小直到输出电压达到电压电平V14为
止，如在图11E中所示的。当电压电平V14被达到时，通过滤波器S501，
比较器B503，AND门电路IC503，和OR门电路IC505的操作使开关S503
被转换到一个关断状态。流过电感器L501的电流被转向流过二极管
D503和电流减小直到时间t44为止。在时间t44上，二极管D503被关断
并且流过电感器L501的电流减小到零。
在t42到t44的时间周期期间，流过电感器的电流同样地减小。如
果在时间t34上和超出时间t34时电感器电流已经充足减小以便使输
出电压充分地减小，那么变换器将恢复正常脉冲宽度调制。如果电感
器电流没有充分地减小，那么输出电压将再一次增加到电压电平V13
并且该全部过程将被重新启动以便使输出电压下降。
参照一个补偿变换器电路结构已经描述了本发明。然而，本发明
还可以被应用到其它电力变换器电路结构，例如一个升压变换器、一
个回扫变换器、一个正向变换器、一个推挽式变换器、一个谐振变换
器，一个全桥式变换器、一个Cuk变换器、一个Sepic变换器、一个半
桥式变换器和其它变换器电路结构，这对于本领域里普通技术人员来
说是显而易见的。它们都属于本发明的精神。应用在开关电力变换器
中具有用于快速瞬态的特殊用途的多个实施例已经被描述。在此描述
的实施例仅仅是由本领域里普通技术人员利用在此描述的本发明可
能实现的实施例中的几个实施例。已经详细描述的本发明的优选实施
例和替换实施例，包括优选的操作方式，利用不同的元件和步骤实现
本发明是能够理解的。优选的和替换的实施例仅借助于例子来描述并
且这些实施例不意味着限制本发明的保护范围，本发明的保护范围由
下面的权利要求来限定。