将直流输入电压变换为电网频率交流电压的方法和变压器 【技术领域】
本发明涉及一种用于由直流输入电压产生电网频率范围内交流电压的方法，其中，将直流输入电压用相对于电网频率更高的开关频率进行脉冲宽度调制后接到变压器的初级绕组。
同样，本发明还涉及一种将直流输入电压变换到电网频率范围内交流电压的电压变换器，其具有一个变压器，在该变压器初级绕组上通过一个由控制电路控制的开关装置将直流输入电压用相对于电网频率更高的开关频率进行脉冲宽度调制后接入。
背景技术
为了从直流输入电压，例如12或24V电压，产生在电网频率范围内的交流电压，例如117V/60Hz或230V/50Hz，按照现有技术通常采用例如如下的两级过程：
在第一级中借助一个升压器从低的12V直流输入电压产生一个310V地中间回路电压。为此，采用了一个具有在例如20kHz的听觉范围以上频率范围的脉冲宽度调制的闭塞变流器(Sperrwandler)或流通变流器(Flusswandler)，其中，进行对于恒定的中间回路电压的调节。然后，对该高的直流电压借助一个全桥电路进行变换，以便得到所希望的交流电压，其中，再次使用了一个开关频率为20kHz或者更高的脉冲宽度调制。该阶梯形的、在此得到的电压按其包络构成电网频率的输出电压。对于专业人员明显的是，该两级方法不可避免地导致较高的损耗和较低的效率。在两个变换级都需要电感，其中至少一级需要一个变压器，以便保证多数情况下要求的在输入和输出之间的电隔离。这些电感和所需中间回路电容对于造价起到了负面的影响。
如果将例如12V的直流输入电压直接转换成50Hz电压，则需要一个昂贵的50Hz变压器，以便在输出端得到希望的117/230V电压。
【发明内容】
本发明要解决的技术问题是，提供一种方法以及一种变压器，其中，总的花费较低并且不需要配置在电网频率上的变压器。
上述技术问题是通过一种本文开始部分所述类型的方法解决的，其中，按照本发明，在初级绕组上加有两个极性相反、脉冲宽度调制的矩形脉冲，其中，每个脉冲对应于待产生的交流电压的半波被调制，而两个脉冲中的脉动分别这样相互移位，使得一个脉冲的脉动落在另一个脉冲的空挡上；在变压器的次级一侧对两个脉冲的脉动进行整流，使得仅出现由一种极性的脉动组成的脉冲，这些脉动由于其脉冲宽度调制对应于待产生的交流电压的相互跟随的半波，而将整流后得到的脉冲周期地按待产生的交流电压的双倍频率变换极性，从而得到一脉冲，该脉冲对应于交流输出电压的幅度、频率和极性被脉冲宽度调制。
由于本发明，省略了对于较高电压和具有一个昂贵中间电容的昂贵的中间电路。因为转换是在电网频率范围内在次级一侧实现的，可以将所需要的电路元件在该较低频率上设置。
如果为了得到该交流输出电压，将得到的脉冲通过一个低通滤波器，在一些情况下可能是所需要的或者适当的。
在本发明的一个优选的变形中，在变压器被分成两个半部分的初级绕组中，将直流输入电压对应于极性相反、脉冲宽度调制的矩形脉冲，分别接至绕组的一个半部分及反相地接至绕组的另一个半部分。由此，在实际中在初级侧提供了两个控制的开关。
本发明的技术问题还通过一种本文开始部分所述类型的变压器解决，其中，按照本发明，设置了开关装置和控制电路，以便从直流输入电压在初级绕组上加上两个极性相反、脉冲宽度调制的矩形脉冲，其中，每个脉冲对应于待产生的交流电压的半波被调制，而这两个脉冲这样相互移位，使得一个脉冲的脉动落在另一个脉冲的空挡上；在变压器(UET)的次级绕组上后接一个整流器，在其输出端仅出现由一种极性的脉动组成的脉冲，这些脉动由于其脉冲宽度调制对应于待产生的交流电压的相互跟随的半波，而该整流器后接一个控制的极性转换开关，以便将在整流后得到的脉冲按照待产生的交流电压的双倍频率变换极性，从而得到相对于交流输出电压的幅度、频率和极性被脉冲宽度调制的脉冲。
由此可以实现的优点已经与方法相关地给出。
在此，当通过一个内部的和/或用户一侧的低通滤波器，从所述脉冲得到交流输出电压时，也是有效的。
同样具有优点的是，将所述变压器的初级绕组分成两个半部分，而所述开关装置具有两个控制开关，借助于这些开关可以将直流输入电压交替地接至绕组的一个半部分以及反相地接至绕组的另一个半部分。特别是在电阻性负载下是值得推荐的，如果由一个在极性转换开关之后纵向分支上的电感和负载构成低通滤波器的话。
在实际中，例如在由电机构成的负载的情况下，本发明考虑到了，该低通滤波器至少部分地包含在一个感应负载中。
在本发明的一种有针对性的变形中，极性转换开关由一个桥式电路组成，在该电路的四个分支中各有一个控制开关。
如果整流器和极性转换开关被综合在一个具有桥式结构的整流开关中，则是特别优选的，其中，每个桥分支具有两个极性相反、串联连接的二极管，而每个二极管由一个开关晶体管跨接，使得通过交替的控制每个桥分支的一个开关晶体管，按照双倍的电网频率交替地由桥的一个或者另一个二极管构成桥起作用的分支，由此，得到相对于交流输出电压的幅度、频率和极性被脉冲宽度调制的脉冲。按照这种方式可以在一个单个的桥中实现次级一侧的整流和极性转换。
这里，为了解决电位隔离的问题有利的是，每个开关晶体管可以通过一个发光二极管电位隔离地进行控制。
如果将整流器开关作为集成电路构成，则在电压变换器数目很多的情况下实现了费用低廉地解决方案。
在简化和低造价的意义下，将整流器开关作为集成电路构成也是值得推荐的。
【附图说明】
下面对照附图所示的实施方式对本发明及其其它优点作进一步的说明。图中，
图1示出了按照本发明的变压器的简化原理电路图，
图2示出了简化并没有按照标度表示的在按照本发明方法的过程中出现的信号的变化，
图3示出了按照本发明的另一个变压器的电路，
图4详细示出了图3所示电路中使用的整流器开关，和
图5a和5b示出了图4中整流器开关的两个开关状态。
【具体实施方式】
图1示出了一个变压器UET，其具有一个由两个绕组半部分W11、W12组成的初级绕组W1和一个次级绕组W2。一个例如12V的直流输入电压UE的正极加到初级绕组W1的中间，其负端通过第一分离的开关S1引至第一绕组半部分W11的开始，并通过第二控制的开关S2引至第二绕组半部分W12的结束。两个控制开关S1、S2在此是场效应晶体管，可以按后面还要详细解释的方式由一个控制电路AST控制。
在次级一侧绕组W2将次级电压Usec加至桥式整流器GLR，该整流器后跟一个由四个控制开关S31...S34组成的极性转换开关UPS。在这些同样由控制电路AST控制的开关中一方面S31和S32另一方面S33和S34交替地接通和断开。在极性转换开关UPS的输出和一个连接在变压器上的负载之间有一个纵向扼流圈L。
现在同时参照图2详细解释按照本发明的方法。
在初级绕组W1上加载了两个极性相反、脉冲宽度调制的矩形脉冲，其中，每个脉冲对应于待产生交流电压的半波被调制。这里，这两个脉冲的脉动这样相互移位，使得一个脉冲的脉动落在另一个脉冲的空挡上。
在图2中用“f”表示待产生的交流电压UA，其频率例如应该是50Hz。在图2中用“a”和“b”表示用于两个控制开关S1、S2的控制脉冲，用“c”表示产生的变压器的次级电压Usec，其变化也与变压器的初级绕组电压对应。这里，脉冲的相反极性通过直流输入电压UE在两个绕组半部分W11、W12之一上交替地接通实现。在一部分的初级绕组W1情况下，为了实现该相反极性，必须使用四个控制开关。
该开关按一个比电网频率相对高的频率例如100kHz进行，由此该变压器仅需具备很小的体积和质量，且次级滤波的花费可以最小。因此可见，图2中的表示只理解为示意性的，因为这里开关频率选择得明显较小，以便使显示清楚。
按照图2的合成的脉冲c然后借助整流器GLR被整流，从而作为整流器的输出电压Ug给出了图2中的脉冲d，其仅仅具有一个极性的脉动。因为该脉冲此时对应于待产生输出电压的相互跟随的正弦半波，需要一个以双倍输出频率的时钟即按100Hz的极性转换，这借助于极性转换开关UPS实现，使得在开关UPS的输出端存在一个按照图2中“e”的电压U2。该电压由脉冲组成，该脉冲相对于交流输出电压的幅度、频率和极性被脉冲宽度调制。从该电压经过低通滤波得到所希望的输出电压。
如果负载LAS是纯电阻性的，则该低通滤波或积分借助于纵向电感L实现。也由于100kHz的高时钟频率，在实际中可以省掉特殊的滤波装置，因为例如在电机性负载的情况下，在负载中含有电感成分，或者另一方面可以将灯泡这样连接，使得能够省掉特殊的滤波。
参照图3至5，现在描述电压器的另一种变形，其中，整流器和极性转换开关在次级一侧综合成一个单元，该单元也作为集成电路实现。
初级和按照图1的电路相同，在次级一侧在变压器的次级绕组W2后跟随一个集成的整流器开关IGS，而该开关后面是一个低通滤波器TPF，在其输出端可以连接负载LAS。
整流器开关IGS(其结构在图4中详细示出)在三个输入x、y、z上由控制电路AST控制，该控制电路的输入用r和s表示，其输出用u和v表示。
从图4中看出，整流器开关IGS包括一个桥式结构。在每个桥分支有两个极性相反、串联连接的二极管D1、D2；D3、D4；D5、D6和D7、D8。每个二极管由一个开关晶体管T1...T8跨接。这里要说明，这些二极管可以是例如MOSFET晶体管固有的寄生二极管，但是，其中二极管的导通电压应该通过适当的掺杂保持很低。
对晶体管T1…T8的控制借助于发光二极管LD1...LD8在光学上电位隔离地实现，其中不必为每个开关晶体管设置一个发光二极管。
为了从整流后的脉冲宽度调制信号(图2中的“d”)得到所希望的对应正弦形输出电压的信号，必须对应地转换整流器开关IGS。
接头“x”是在控制电路一侧发光二极管的共同阳极，其通过一个没有示出的前置电阻连接在控制电路AST的供电电压正极。
如果将控制电路的接头“z”接地，则击活发光二极管LD2、LD3、LD5和LD8，并接通相应的晶体管T2、T3、T5和T8。这些接通的晶体管跨接相应的二极管D2、D3、D5和D8并给出如图5a的等效电路。只有二极管D1、D4、D6和D7作为整流元件起作用，并相应地产生正半波的电压变化。
如果将控制电路的接头“y”接地，则击活发光二极管LD1、LD4、LD6和LD7，并接通对应的晶体管T1、T4、T6和T7。这些接通的晶体管跨接对应的二极管D1、D4、D6和D7并给出如图5b的等效电路。只有二极管D2、D3、D5和D8作为整流元件起作用，并相应地产生输出电压UA负半波的电压变化。
因为控制桥式整流器的转换按照较低的频率进行，对于光学耦合开关元件的开关速度没有特别高的要求。
极性转换的时间点必须在交流电压的过零点进行，但是这对于控制电路AST是已知的，并可以作为与PWM频率的(整数的)部分比例导出以及严格地与其结合。
尽管本发明是结合产生一个相位的交流电描述的，但是专业人员应该清楚，通过适当的修改也可以用于产生例如三个相位的交流电压。
输出交流电压通常具有50Hz或60Hz的频率，但“电网频率”的概念不应该设想为局限于该值。其它的输出频率同样可能，例如一个对于船上电网常见的400Hz的电网频率。如果有要求，输出电压的频率可以无级或者按级进行转换。
脉冲宽度调制的声频超过20kHz，优选地在100kHz的范围内，尤其是在这样高的频率下极少需要用于低通滤波的装置，甚至事实上可以完全省掉，因为该滤波可以在负载中实现，只要其具有不活跃和电阻的成分。对应于例如灯泡的惰性负载也可不需要特殊的低通滤波。
本发明的一个较大的优点还在于，通过在变压器初级一侧施加的交替的正和负脉冲，可以避免在饱和中的运行并由此避免热损耗。