音质调整装置及其中使用的滤波器装置、 音质调整方法、滤波器的设计方法 【技术领域】
本发明是涉及音质调整装置及其中使用的滤波器装置、音质调整方向、滤波器的设计方法，特别是涉及适用于通过数字信号处理以强调或非强调声音信号的所需频带而用于改善音质的装置及方法。
背景技术
以往，对于声音信号输出装置，作为其输出声音的音质改善所用方法已有各种提案。其中的较简单方法之一，则有对于输入声音信号施加低通滤波器处理或高通滤波器处理。
此种音质调整装置，使输入声音信号流通过低通滤波器与高通滤波器，控制各滤波器的输出信号与输入声音信号的增益并全部予以合算。此时，通过任意设定对各滤波器输出的增益与对输入声音信号的增益，而能任意地强调所需频带的声音。
例如，在要强调低频领域的声音(所谓低音)时，将对于低通滤波器的输出信号的增益加大即可。另外，在要强调高频领域的声音(所谓高音)时，将对于高通滤波器的输出信号的增益加大即可。
上述以往的音质调整装置，其低通滤波器与高通滤波器均具有直线相位特性，且，将各滤波器的输出信号以无增益控制进行加法时，增益在全频带完全呈1(基准值)为宜。
之所以要求直线相位特性，是因为一旦声音信号通过滤波器而相位错移时，会发生相位失真而产生音质变差，从而导致有时(尤其音量小等情况)声音听不清楚。另外，加法结果的增益之所以要求在全频带完全呈基准值，是因为在不进行增益控制时，会实现未进行音质调整地状态。
但是，作为以往的数字滤波器大多使用IIR(Infinite Impulse Response：无限长脉冲响应)滤波器或FIR(Finite Impulse Response：有限长脉冲响应)滤波器。其中FIR滤波器具有如下优点。第一，FIR滤波器的传递函数极点仅位于z平面的原点，因此电路经常保持稳定。第二，能完全正确地实现直线相位特性。
因此，为对应上述要求，音质调整装置以使用由一对具有互相对称的频率特性的低通滤波器与高通滤波器构成对称型FIR滤波器为宜。通常，在FIR滤波器中作为基础的为低通滤波器，高通滤波器通过频率变换自低通滤波器导出。于是，对称型FIR滤波器首先需设计成为基本的低通滤波器，再通过频率变换予以设计为特性与低通滤波器对称的高通滤波器。
以往，自FIR型低通滤波器导出高通滤波器的频率变换，是实行滤波器的截止频率变换的处理。具体是，以抽样频率与截止频率的比率为基础，通过进行使用窗函数或切比雪夫近似法等的卷积运算等求取滤波器的传递函数，进而实行将其置换为频率成分的处理。
但是，使用窗函数或切比雪夫近似法等的频率变换，其计算非常复杂。因此，将其由软件实现时处理负荷较重，由硬件实现则有电路规模变为过大的问题
另外，根据以往设计法所得滤波器的频率特性，由于依存于窗函数或近似式，因此，一旦没有很好地对其进行设定，就无法获得良好的频率特性。但是，要适当地设定窗函数或近似式一般较为困难，要设计具有所需频率特性的滤波器非常地困难。
另外，也考虑不依频率变换，直接求取高通滤波器等的滤波器系数的方法。但，此时，为获得所需频率特性，必须以试探法求出所需滤波器系数，而存在无法简单地设计的问题。
【发明内容】
本发明为解决这种问题而完成的，其目的在于能够强调所需频带时也不致发生相位失真，通过数字信号处理可获得听觉上良好的声音同时，能够简单地设计用于这种音质调整的滤波电路。
本发明的音质调整装置，是一种使输入声音信号通过多个数字滤波器，分别控制上述多个数字滤波器的输出信号的增益，将经过增益控制的声音信号加以合计而输出的音质调整装置，其特征为：具有将由多个延迟器构成的带分接头延迟线的各分接头信号，通过所赋予的第一滤波器系数群分别数倍后再予以加法并输出的第一滤波器，以及将由多个延迟器构成的带分接头延迟线的各分接头信号，通过所赋予的第二滤波器系数群分别数倍后再予以加法并输出的第二滤波器，且上述第一滤波器系数群将值设定为其数列为对称型、上述数列合计值非零、上述数列的隔一数合计值为相同符号而相互相等，上述第二滤波器系数群将值设定为其数列为对称型、上述数列合计值为零、上述数列的隔一数合计值为相反符号而相互相等。
本发明的其它方式，其特征为：上述第二滤波器系数群是将上述第一滤波器系数群的数列绝对值保持原样并将上述数列中央值以外的数值予以符号变换的滤波器系数群。
本发明的其它方式，其特征为：上述第二滤波器系数群是将上述第一滤波器系数群的数列中央值以外的绝对值保持原样并予以符号变换同时，对于上述数列中央值从基准值减去上述中央值的滤波器系数群。
例如，上述第一滤波器系数群的数列是由-1，0，9，16，9，0，-1的比率构成，上述第二滤波器系数群的数列则由1，0，-9，16，-9，0，1的比率构成。
本发明的其它方式，其特征为：是在上述第一滤波器及上述第二滤波器的至少一方后级予以串联上述第一滤波器及上述第二滤波器的至少一方。
例如，将上述第一滤波器及上述第二滤波器并列串联于上述第一滤波器后级同时，将上述第一滤波器及上述第二滤波器并列串连于上述第二滤波器后级，且分别控制自被串联的后级侧的各滤波器的输出信号，而能将增益控制的声音信号加以合计并输出。
另外，本发明的滤波器装置，其特征为：具有将由多个延迟器构成的带分接头延迟线的各分接头信号，通过所赋予的第一滤波器系数群分别数倍后再予以加法并输出的第一滤波器，以及将由多个延迟器构成的带分接头延迟线的各分接头信号，通过所赋予的第二滤波器系数群分别数倍后再予以加法并输出的第二滤波器，且上述第一滤波器系数群将值设定为其数列为对称型、上述数列合计值非零、上述数列的隔一数合计值为相同符号而相互相等，上述第二滤波器系数群将值设定为其数列为对称型、上述数列合计值为零、上述数列的隔一数合计值为相反符号而相互相等。
另外，本发明的音质调整方法，其特征为：具有以下步骤，即，利用将值设定为其数列为对称型、上述数列合计值非零、上述数列的隔一数合计值为相同符号而相互相等的第一滤波器系数群，将使输入声音信号延迟的带分接头延迟线的各分接头信号分别数倍后，再予以加法并输出的第一滤波步骤；利用将值设定为其数列为对称型、上述数列合计值为零、上述数列的隔一数合计值为相反符号而相互相等的第二滤波器系数群，将使输入声音信号延迟的带分接头延迟线的各分接头信号分别数倍后，再予以加法并输出的第二滤波步骤；将通过上述第一滤波步骤的声音信号及通过上述第二滤波步骤的声音信号的增益分别加以控制的增益控制步骤；对在上述增益控制步骤被增益控制的各声音信号进行合计并予以输出的合计步骤。
另外，本发明的滤波器设计方法，是设计频率特性呈互补关系、各滤波器的增益总计在全频率可成为基准值的多个数字滤波器的方法，其特征为：将值设定为其数列为对称型、上述数列合计值非零、上述数列的隔一数合计值为相同符号而相互相等的第一滤波器系数群为基础，通过变换上述第一滤波器系数群的数列，以求取其数列为对称型、上述数列合计值为零、上述数列的隔一数合计值为相反符号而相互相等的第二滤波器系数群，且将上述第一滤波器系数群及第二滤波器系数群用作上述多个数字滤波器的滤波器系数群。
【附图说明】
图1是表示本实施方式的音质调整装置的概略构成例的方块图。
图2是表示FIR型滤波器的基本构成例的图。
图3是本实施方式所用滤波器系数群的说明图。
图4是表示图3所示滤波器系数群的频率一增益特性的图。
图5是表示图3的④所示数列及将其一部分符号变换的数列的频率-增益特性的图。
图6是3分接头FIR滤波器的构成的方块图。
图7是表示3分接头FIR滤波器的频率特性的图。
图8是表示5分接头FIR滤波器的构成的方块图。
图9是表示5分接头FIR滤波器的频率特性的图。
图10是表示7分接头FIR滤波器的构成的方块图。
图11是表示7分接头FIR滤波器的频率特性的图。
图12是表示7分接头FIR滤波器的构成的方块图。
图13是表示7分接头FIR滤波器的频率特性的图。
图14是表示本实施方式的音质调整装置的其它构成例的方块图。
图15是表示各滤波器的串联的频率特性的图。
图16是表示4通道滤波器组的频率-增益特性的图。
图17是表示图14所示音质调整装置的具体构成例的方块图。
图18是表示自各通道的中心频率的数据构成矩阵的图。
图19是表示增益控制信号的求取运算所用矩阵的图。
图20是表示使用4通道滤波器组的音质调整装置的频率控制结果的频率-增益特性图。
图21是本实施方式所用数字基本函数的意义说明图。
【具体实施方式】
以下，参照附图以说明本发明一实施方式。
图1是表示本实施方式的音质调整装置的概略构成例的方块图。在图1所示音质调整装置中，使输入声音信号通过低通滤波器(LPF)1与高滤波器(HPF)2，将各滤波器的输出信号的增益分别通过乘法器3，4予以控制，再将这些结果用加法器5进行合计并输出。
在这种构成中，各滤波器1，2具直线相位特性，且各滤波器1，2的输出信号以无增益控制(L增益＝H增益＝1)加法结果的增益在全频带完全呈1(基准值)为宜。因此，在本实施方式中，作为构成音质调整装置的滤波电路而使用FIR型滤波器。因为，赋予滤波电路的多个系数的数列如为对称型，相位特性则呈直线，且可使电路经常保持稳定。
图2是表示FIR滤波器的基本构成例的图。图2所示滤波器，则是7分接头FIR滤波器的构成。该FIR滤波器是将输入声音信号通过串联的7个D型触发器11-17予以依次延迟各1时钟CK。且对自各D型触发器11-17的输出分接头取出信号，通过7个系数器21-27分别予以对滤波器系数进行乘法，将这些乘法结果全部由加法器30加法并输出。
在本实施方式，作为赋予FIR滤波器的对称型滤波器系数群，使用图3的④所示数列{-1，0，9，16，9，0，-1}。该④所示滤波器系数群，具有其数列为对称型、数列合计值非零、数列的隔一数合计值为相同符号而互相相等的性质(-1+9+9+(-1)＝16，0+16+0＝16)。
上述图3的④所示滤波器系数，通过将同图的③所示数字基本函数予以一次移动平均运算可获得。该数字基本函数是数据值每1时钟变化-1，1，8，8，1，-1的函数。该数字基本函数的数列，通过将同图的①所示数列予以二次移动平均运算可获得。
另外，在此，将图3的④所示整数列用作滤波器系数群。此时，将全部滤波器系数值加法结果为32，此即成为基准值。实际上，要用1基准化增益，则将上述数列的各值进行1/32倍用作滤波器系数群。此时，基准值为1。
在此，就上述数字基本函数的数列的意义，利用图19说明。
图21是表示对于一次移动平均上述数字基本函数所得的上述数值列{-1，0，9，16，9，0，-1}，施予四倍过抽样与卷积运算结果的图。
在图21(a)中，最左列所示一连串数值列为对于原来数值列{-1，0，9，16，9，0，-1}，进行4倍过抽样的值。另外，自最左向右4列份的数值列是将最左列所示数值列一个一个向下移动的数值列。图21(a)的列方向为表示时间轴，所谓将数值列向下移动，则是对应于将最左列所示数值列缓缓予以延迟的意思。
即，自左第2列的数值列是表示将最左列所示数值列予以偏移4倍频率的时钟4CK的1/4相位份的数值列。另外，自左第3列的数值列是表示将自左第2列所示数值列予以偏移4倍频率的时钟4CK的1/4相位份的数值列，自左第4列的数值列是表示将自左第3列所示数值列予以偏移4倍频率的时钟4CK的1/4相位份的数值列。
另外，自左第5列的数值列是将第1-4列的各数值列所对应的行互相加法再除以4的值。通过自最左至第5列的处理，是可数字性实行伴随4相卷积运算的4倍过抽样。
自上述第5列向右的4列份的数值列是将第5列所示数值列一个一个向下移动的数值列。另外，自左第9列的数值列是将第5-8列的各数值列所对应的行互相加法再除以4的值。通过自左至第9列的处理，可数字性两次实行伴随4相卷积运算的4倍过抽样。
另外，自左第10列的数值列是将第9列所示数值列向下移动一个的数值列。另外，自左第11列(最右列)的数值列是将第9列的数值列与第10列的数值列所对应的行互相加法再除以2的值。
将图21(a)最右列所示最后所得数值列加以曲线化即为图21(b)。具有如图21(b)所示的波形函数，是仅在沿横轴的样品位置处在t1至t4间时具有“0”以外的有限值，其它领域则值全部呈“0”的函数，即在样品位置t1，t4时值收敛为“0”的函数。如是函数值在局部性领域具有“0”以外的有限值，其它领域呈“0”的情形称为“有限台”。
另外，图21(b)所示函数是具有仅在中央的样品位置t5采取极大值，在t1，t2，t3，t4的4个样品位置该值呈“0”的特征的取样函数，为获得光滑的波形数据，通过所需的全部抽样点。
图4是表示将图3的①-④所示数列予以FFT(Fast Fourier Transfer：高速傅立叶变换)的结果的频率-增益特性的图。另外，该图4却是将增益以“1”加以标准化。由该特性图可知，将④的数列用在滤波器系数时，中心频率的增益即呈0.5，且可获得无低频领域的过冲或高频领域的振铃的良好低通滤波器特性。
可实现这种低通滤波器特性的上述{-1，0，9，16，9，0，-1}数值列，则成为图19(b)所示有限台的取样函数基础。针对以往一般所用取样函数在t＝±∞样品位置收敛为“0”，图19(b)所示取样函数在t＝t1，t4的有限样品位置收敛为“0”。
因此，将上述数值列FFT变换时，仅相当于t＝t1～t4范围内的数据才具意义。相当于t＝t1～t4范围外的数据，并非本来应该考虑却予以忽视，而是理论上不必考虑，故不会发生截断误差。于是，将上述数值列使用为滤波器系数时，不需使用窗函数进行系数的截断，能获得良好的低通滤波器特性。于是将此作为基本低通滤波器。
与低通滤波器一起构成对称型FIR滤波器的另一方的高通滤波器，由上述基本低通滤波器导出。在此求得的高通滤波器，其频率-增益特性与基本低通滤波器相比，具有对于中心频率轴呈上下左右对称的特性，且将基本低通滤波器与高通滤波器的增益输出合计时，增益在全频带完全呈1(基准值)。
如上述，基本低通滤波器所用的滤波器系数群为{-1，0，9，16，9，0，-1}。该滤波器系数群的数列合计值为32，数列的隔一数合计值为16(＝(-1)+9+9+(-1))及16(＝0+16+0)，而皆相等。
数列合计值为32而非0，其意思是输入声音信号的直流分或低频成分的输出并非0。另外，数列的隔一数合计值皆相等，其意是输入声音信号的高频成分的输出(各分接头的输出)为一定不变。而此可解释为的确显示低通滤波器的特性。
另一方面，高通滤波器所用的滤波器系数，为保持与基本低通滤波器的对称性，是将数列绝对值保持原样就中央值以外的数值予以变换符号，以便使滤波器系数群的数列合计值呈0，而数列的隔一数合计值为相反符号且等值。可满足这种条件的滤波器系数群数列则为{1，0，-9，16，-9，0，1}。即，该滤波器系数群的数列的合计值为0，数列的隔一数合计值为-16(＝1+(-9)+(-9)+1)及16(＝0+16+0)。
数列的合计值为0，其意思是输入声音信号的直流分或低频成分的输出为0。另外，数列的隔一数合计值为相反符号且等值，其意思是输入声音信号的高频成分的输出(各分接头的输出)为交错变化。此可解释为显示高通滤波器的特性。
图5是表示将图3的④所示数列{-1，0，9，16，9，0，-1}，与将此变换一部分符号的数列{1，0，-9，16，-9，0，1}予以FFT结果的频率-增益特性的图。在该图5中将增益以1加以基准化。由该特性图可知，两者的频率特性，具有在中心频率的增益0.5部分交叉，上下左右对称的特性，且，各增益的总计在全频带完全呈1。即，这些频率特性，显示由低通滤波器与高通滤波器的一对构成的对称型FIR滤波器的特性。
对以上情形，进行更加详细的说明。构成本实施方式的音质调整装置的对称型FIR滤波器，其设计条件如下。
1)FIR滤波器由特性对称的低通滤波器与高通滤波器构成，各自增益的总计在全频带完全呈1。
2)滤波器系数自端部向中央增大
3)滤波器系数中央值不为0(如0会发生缺口)。
(3分接头滤波器)
图6(a)为3分接头FIR滤波器的基本构成的方块图。在图6(a)中，31-33为串联的3个D型触发器，由此可使输入声音信号依次各延迟1时钟CK。
34-36为3个系数乘法器，可将自各D型触发器31-33的输出分接头取出的信号，通过所赋予的对称型滤波器系数群(a，b，a)分别加以数倍化。37为加法器，可将各系数乘法器34-36的输出信号加法并输出。通过适当地确定赋予这种构成的FIR滤波器的滤波器系数群，可将该FIR滤波器设计为低通滤波器或高通滤波器。
上述3分接头FIR滤波器成为低通滤波器的绝对条件，在将基准值考虑为1时，即：
①系数的数列总和为1(低频率条件)
②系数的数列的隔一数的和之差为0(最高频率条件)，
低通滤波器的中间频率的增益呈0.5的条件为：
③系数的数列各隔两数的和之差为0.5(中间频率条件)。
上述①-③的条件可表示如下。
条件①……2a+b＝1
条件②……2a-b＝0
条件③……(a+b)-a＝0.5
由这些可求出，a＝1/4，b＝1/2。因此，低通滤波器的电路如图6(b)。
另外，上述3分接头FIR滤波器成为高通滤波器的绝对条件为：
④系数的数列总和为0(低频率条件)；
⑤系数的数列隔一数和之差为1(最高频率条件)，高通滤波器的中间频率的增益呈0.5的条件为：
⑥系数的数列各隔两数和之差为0.5(中间频率条件)。
上述④-⑥的条件可表示如下。
条件④……2a+b＝0
条件⑤……2a-b＝1
条件⑥……(a+b)-a＝0.5
由这些可求出，a＝-1/4，b＝1/2。因此，高通滤波器的电路如图6(c)。
图7(a)是表示图6(b)，(c)所示低通滤波器及高通滤波器的频率-增益特性，图7(b)是表示图6(b)所示低通滤波器的频率-相位特性的图。由这些特性图可知，低通滤波器及高通滤波器的频率特性，具有在中心频率的增益为0.5部分交叉，上下左右对称的特性，且，各增益的总计在全频带完全呈1。另外，能获得完全的直线相位特性。
(5分接头滤波器)
图8(a)是表示5分接头FIR滤波器的基本构成的方块图。在图8(a)中，41-45为串联的5个D型触发器，由此可使输入声音信号依次各延迟1时钟CK。
46-50为5个系数乘法器，可将自各D型触发器41-45的输出分接头取出的信号，通过所赋予的对称型滤波器系数群(a，b，c，b，a)分别加以数倍化。51为加法器，可将各系数乘法器46-50的输出信号加法并输出。
上述5分接头FIR滤波器成为低通滤波器的绝对条件为：
①系数的数列总和为1(低频率条件)
②系数的数列隔一数和之差为0(最高频率条件)，
低通滤波器的中间频率的增益呈0.5的条件为：
③系数的数列各隔两数和之差为0.5(中间频率条件)。
上述①-③的条件可表示如下。
条件①……2a+2b+c＝1
条件②……2a+c-2b＝0
条件③……(a+b)-(c+b)+a＝0.5
由这些可求出，a＝b＝1/4，c＝0。因此，低通滤波器的电路如图8(b)。但是，此时，滤波器系数群的数列中央值c为0会发生缺口，因此不是优选的方式。
另外，上述5分接头FIR滤波器成为高通滤波器的绝对条件为：
④系数的数列总和为0(低频率条件)
⑤系数的数列隔一数和之差为1(最高频率条件)，
高通滤波器的中间频率的增益呈0.5的条件为：
⑥系数的数列各隔两数和之差为0.5(中间频率条件)。
上述④-⑥的条件可表示如下。
条件④……2a+2b+c＝0
条件⑤……2a+c-2b＝1
条件⑥……[a+(b+a)]-(b+c)＝0.5
由这些可求出，a＝1/4，b＝-1/4，c＝0。因此，高通滤波器的电路如图8(c)。但是，此时，滤波器系数群的数列中央值c为0会发生缺口，因此不是优选的方式。
图9是表示图8(b)，(c)所示低通滤波器及高通滤波器的频率-增益特性的图，由该特性图可知，滤波器系数群的数列中央值c为0，因此发生缺口。
(7分接头滤波器)
图10是表示7分接头FIR滤波器的基本构成的方块图。在图10中，61-67为串联的7个D型触发器，由此可使输入声音信号依次各延迟1时钟CK。
68-74为7个系数乘法器，可将自各D型触发器61-67的输出分接头取出的信号，通过所赋予的对称型滤波器系数群(a，b，c，d，c，b，a)分别加以数倍化。75为加法器，可将各系数乘法器68-74的输出信号加法并输出。通过适当地确定赋予这种构成的FIR滤波器的滤波器系数群，可将该FIR滤波器设计为低通滤波器或高通滤波器。
上述7分接头FIR滤波器成为低通滤波器的绝对条件为：
①系数的数列总和为1(低频率条件)
②系数的数列隔一数和之差为0(最高频率条件)，
低通滤波器的中间频率的增益呈0.5的条件为：
③系数的数列各隔两数和之差为0.5(中间频率条件)。
上述①-③的条件可表示如下。
条件①……2a+2b+2c+d＝1
条件②……2a+2c-2b-d＝0
条件③……{a+(d+c)}-{(b+c)+(b+a)}＝d-2b＝0.5
由条件①②，d+2b＝1/2，由此与条件③，可求出，b＝0，d＝1/2。
由该结果，作为系数a，c的值，可考虑这种组合。
a＝-1/32，c＝9/32
a＝-2/32，c＝10/32
a＝-3/32，c＝11/32
a＝-4/32，c＝12/32
图11是表示作为滤波器系数群的数列赋予上述b＝0，d＝1/2的值，以及与上述a，c的值相关的4模式的组合时所得的频率-增益特性的图。如图11所示，赋予4模式的任何数列，其频率特性均通过图中的三点A，B，C(点B为中心频率的增益呈0.5的点)。但是，其中具有上下对称的特性，却仅在a＝-1/32，c＝9/32时而已。因此，关于系数a，c的值，使用该组合。此时的低通滤波器的电路如图12(a)。
由上可知，7分接头低通滤波器的频率-增益特性呈上下左右对称的滤波器系数群数列，只有{-1，0，9，16，9，0，-1}而已。因此，可知数字基本函数的数列(-1，1，8，8，1，-1)及将其一次移动平均所得的上述{-1，0，9，16，9，0，-1}的数列，在数字信号处理中非常有用。
另外，上述3分接头FIR滤波器成为高通滤波器的绝对条件为：
④系数的数列总和为0(低频率条件)
⑤系数的数列隔一数和之差为1(最高频率条件)，
高通滤波器的中间频率的增益呈0.5的条件为：
⑥系数的数列各隔两数和之差为0.5(中间频率条件)。
上述④-⑥的条件可表示如下。
条件④……2a+2b+2c+d＝0
条件⑤……2a+2c-2b-d＝1
条件⑥……{a+(d+c)}-{(b+c)+(b+a)}＝d-2b＝0.5
由条件④⑤，d+2b＝1/2，由此与条件⑥，可求出，b＝0，d＝1/2。
自该结果，与低通滤波器同样，系数a，c的值使用a＝1/32，c＝-9/32的组合。此时的高通滤波器的电路如图12(b)。由上可知，7分接头高通滤波器的频率-增益特性呈上下左右对称的滤波器系数群数列，只有(1，0，-9，16，-9，0，1)而已。
图13(a)表示图12(a)，(b)所示低通滤波器及高通滤波器的频率-增益特性，图13(b)表示图12(a)，(b)所示低通滤波器及高通滤波器的频率-相位特性的图。由这些特性图可知，低通滤波器及高通滤波器的频率特性，具有在中心频率的增益为0.5部分交叉，而上下左右对称的特性，且，各增益的总计在全频带完全呈1。另外，能获得完全的直线相位特性。
如上，依据本实施方式，由于以FIR滤波器构成音质调整装置的滤波器，且将赋予其的滤波器系数设成对称型，因此能实现直线相位特性。由此，能由数字信号处理而获得即使将所需频带加以强调时也不发生相位失真，听觉上良好的声音。
另外，依据本实施方式，作为赋予FIR低通滤波器的滤波器系数群，由于赋予可满足所定条件的数列，因此仅通过改变对于低通滤波器的滤波器系数群一部分符号程度的简单操作，即能设计高通滤波器。由此，能极简单地设计音质调整所用的对称型FIR滤波器(低通滤波器与高通滤波器成对)。
另外，以上，是就利用由{-1，0，9，16，9，0，-1}比率构成的数列为滤波器系数群的低通滤波器作为基础，通过变换该滤波器系数群，而求取高通滤波器的滤波器系数群的例子进行了说明。与此相反，将利用由{1，0，-9，16，-9，0，1}比率构成的数列为滤波器系数群的高通滤波器作为基础，通过变换该滤波器系数群，也可求取低通滤波器的滤波器系数群。
其次，就如上所示对称型FIR滤波器的应用例进行说明。图14是表示本实施方式的音质调高装置的其它概略构成例的方块图。图14所示音质调整装置，在与图1所示低通滤波器1同样的低通滤波器81后级，将低通滤波器83及高通滤波器84并列串联。另外，在与图1所示高通滤波器2同样的高通滤波器82后级，将高通滤波器85及低通滤波器86并列串连。
在此，将所串联的后级侧的各滤波器83-86的频率轴设为前级侧各滤波器81-82的频率轴的1/2。将此时的各滤波器81-86串联的频率-增益特性如图15所示。在图15中，将各滤波器81-86的频率特性以带’符号表示。图15(a)-(d)分别表示低通滤波器81与其后级低通滤波器83的串联的频率特性；低通滤波器81与其后级高通滤波器84的串联的频率特性；高通滤波器82与其后级高通滤波器85的串联的频率特性；高通滤波器82与其后级低通滤波器86的串联的频率特性。
由此种串联，如图15(a)-(d)所示可取出两个频率特性重叠的部分。因此，自后级侧各滤波器83-86会输出通(频)带自低通侧向高通侧各稍错移的，且具有相异频率特性的4通道声音信号。图16是表示将该4通道份的声音信号频率-增益特性综合的图。在此，为说明的方便，是将自各滤波器83-86所输出声音信号中，以通带自低向高的顺序，分别称作L输出，ML输出，MH输出，H输出。
图14所示的4个乘法器87-90，则随着所赋予的增益控制信号(L增益，ML增益，MH增益，H增益)，分别控制自各滤波器83-86输出的输出信号增益。加法器91却将由各乘法器87-90予以增益控制的声音信号全部合计再输出。
图17是表示上述图14概略性表示的音质调整装置的具体构成例的方块图。在该图17中，对于与图14所示构成要素具相同功能的构成要素即附予相同符号。前级侧的滤波器81-82通过串联的6个D型触发器使输入声音信号各延迟1时钟CK。且，对自D型触发器的输入输出分接头取出的信号，通过5个系数乘法器分别对由{-1，0，9，16，9，0，-1}/32的数列构成的滤波器系数群或由{1，0，-9，16，-9，0，1}/32的数列构成的滤波器系数群进行乘法，而将这些乘法结果合计再输出。
另外，后级侧的滤波器83-86，由于要将频率轴与前级侧的滤波器81-82相比设成1/2，因此，将相当于前级侧两倍的12个D型触发器予以串联以构成带分接头延迟线同时，装设5个系数乘法器的分接头的间隔也设成前级侧的两倍。
即，后级侧的滤波器83-86，通过串联的12个D型触发器使输入声音信号各延迟1时钟CK。且，对自D型触发器的输入输出分接头取出的信号，通过5个系数乘法器分别对由{-1，0，9，16，9，0，-1}/32或{1，0，-9，16，-9，0，1}/32的数列构成的滤波器系数群进行乘法，而将这些乘法结果合计再输出。
4个乘法器87-90，则随着所赋予增益控制信号(L增益，ML增益，MH增益，H增益)，分别控制自各滤波器83-86输出的输出信号(L输出，ML输出，MH输出，H输出)的增益。加法器91将由各乘法器87-90予以增益控制的声音信号全部合计再输出。上述增益控制信号，由矩阵计算部100可求取。
另外，在后级侧的滤波器83-86中，将频率轴设为前级侧滤波器81-82的1/2的方法，并不限定于图17的例。例如，将后级侧滤波器83-86也与前级侧滤波器81-82同样予以构成，也可以将赋予后级侧的D型触发器的时钟频率设为前级侧的1/2。这样，则具有使D型触发器使用数减少可简化电路构成的优点。
其次，就基于矩阵计算部100的计算例(音质调整装置的频率特性控制方法)进行说明。
当各通道的增益控制信号(L增益，ML增益，MH增益，H增益)全部为1时，各通道的频率-增益特性如图16所示。由该图16可明白，某频率的增益能作为4通道的增益总和而求取。
因此，为控制全体的频率特性，需要运算各通道的中心频率的增益成分以求取各通道的增益控制信号。因此，首先，在各通道的中心频率(图16时，频率值为9，25，41，57部分)，如下抽出各通道的增益成分。
L输出的中心频率(频率值＝9)的各通道增益成分为
0.938 0.058 0 0
(自左依次为L，ML，MH，H)。同样，ML输出，MH输出，H输出的中心频率的各通道增益成分，分别为
0.045 0.728 0.214 0.013
0.013 0.214 0.728 0.045
0 0 0.058 0.938
将这些以矩阵式表示，即如图18(设为矩阵A)。
另外，利用音质调整装置的使用者，作为各通道的中心频率的增益是，任意设定所需的值G1-G4。矩阵计算部100，如图18所示，使用表示中心频率的增益成分的矩阵A，及由使用者设定的中心频率的增益所需值G1-G4，通过实行如下矩阵运算，以求取各通道的增益控制信号(L增益，ML增益，MH增益，H增益)。
即，如图19所示，将矩阵A的各列值置换为增益所需值G1-G4而作成4个矩阵B1-B4，并实行如下矩阵运算。
L增益＝矩阵B1/矩阵A＝0.585
ML增益＝矩阵B2/矩阵A＝0.893
MH增益＝矩阵B3/矩阵A＝1.419
H增益＝矩阵B4/矩阵A＝1.512
将这些增益控制信号用作各乘法器87-90的乘数时，其结果所得的声音信号的频率-增益特性即如图20所示。
这样，依据本实施方式，仅用简单的矩阵运算即能求取各通道的增益控制信号。且，作为该矩阵运算的基础的矩阵A，由于是4通道滤波器组固有的，因此，能预先作为数值数据或表格数据加以保管。于是，由预先准备的固定值与使用者所设定的所需值，能够以极简单的运算控制频率特性。
以上说明的本实施方式的音质调整手法，由硬件构成、DSP、软件的任一均能予以实现。就硬件构成实现的例子，以上已作说明。另外，例如由软件实现时，本实施方式的音质调整装置，实际上由电脑的CPU或MPU，RAM，ROM等构成，通过RAM或ROM所存储程序的动作可实现。
因此，可以通过将使电脑作动以达成上述本实施方式的功能的程序存储于如CD-ROM的记录媒体，以便使电脑读取而实现。作为存储上述程序的记录媒体，除了CD-ROM以外，可以使用软盘，硬盘，磁带，光盘，光磁盘，DVD，不挥发性存储卡等。另外，也可以借助英特网等网络由电脑进行下载来实现。
另外，不仅可以通过电脑实行被供给的程序以实现上述实施方式的功能，另外还有由该程序在电脑中运作的OS(操作系统)及其它应用软件等共同操作下实现上述实施方式的功能情况，或通过电脑的功能扩展板及功能扩展单元进行所给程序的整个处理或部分处理而实现上述实施方式的功能情况，该种程序包括在本发明实施方式中。
另外，上述实施方式，虽然作为对应于基本低通滤波器的滤波器系数群数列使用{-1，0，9，16，9，0，-1}，作为对应于基本高通滤波器的滤波器系数群数列使用(1，0，-9，16，-9，0，1)，但是只要能满足上述实施方式说明的条件的数列，就可以将其以外的数列用作滤波器系数群。
另外，虽在图1表示两通道滤波器组的例子，在图14表示4通道滤波器组的例子，但也可通过将低通滤波器与高通滤波器的组合予以n级串联以构成2n通道滤波器组。
另外，串联的方法也不限于如图14的方式。即，只要是在低通滤波器与高通滤波器的至少一方后级串联有低通滤波器与高通滤波器的至少一方的，都包含在本发明中。
另外，在上述实施方式中，低通滤波器与高通滤波器的频率特性，虽使用如图5的上下左右完全对称型，但是并不限定于此。即，只要频率特性处于互补关系，各滤波器的增益总计在全频率呈基准值，都可以使用这种滤波器系数群。这种滤波器系数群，通过对基本滤波器系数群的数列中央值以外的将绝对值保持原样并予以符号反转同时，对于数列中央值自基准值减去中央值而求取。另外，在对称型的情况下，由本方法与上述实施方式的方法中任一方法设计滤波器，所获得滤波器系数皆完全相同。
另外，上述实施方式，都只不过是实施本发明的具体化的一个例子而已，不应该由此限定性地解释本发明的技术范围。即，本发明在不脱离本发明构思或其主要特征的情况下，能以各种方式实施。
如上说明，依照本发明，即使在强调所需频带时也不会发生相位失真，通过数字信号处理可获得听觉上良质的声音同时，也能够简单地设计用于这种音质调整的滤波电路。
产业上的可利用性
根据本发明，即使在强调所需频带时也不发生相位失真，通过数字信号处理可获得听觉上良好的声音，并能够简单地设计用于这种音质调整的滤波电路。