包括上采样、采样率转换以及下采样级的时间离散滤波器 本发明涉及一种时间离散滤波器，包括一提供有输入和输出的采样率转换器，以及一具有下采样因子nd的下采样器。
本发明还涉及一种包括这种时间离散滤波器的通信设备，并涉及一种方法，其中以因子m来转换输入信号的采样率。
这种时间离散滤波器可从WO99/38257中获知。该已知的时间离散滤波器包括级联排列的采样率转换器，由滤波器段交替的各个下采样器示意说明，以便在该时间离散滤波器中需要较少的计算资源。但是缺陷就是该已知的时间离散滤波器需要综合而又复杂地硬件及软件。
因此，本发明的一个目的是提供一种改进的时间离散滤波器，其在乘法、加法所需数量以及存储需求方面的复杂性得到降低。
此外，根据本发明的时间离散滤波器，其特征在于还包括一具有上采样因子nu的上采样器，该上采样器藕接到所述转换器的输入，而所述转换器的输出藕接到所述下采样器。
因而，根据本发明的方法，其特征在于首先以因子nu对输入信号进行上采样，然后以因子m进行采样率转换，最后以因子nd进行下采样。
令人惊奇的是，已经发现：如果采样率转换操作在上采样操作之后并且仅在该转换之后进行下采样操作到一个所需的采样频率，那么在根据本发明的滤波器中必要的运算，特别是乘法和加法运算的最大数目方面的复杂性会降低。这导致每秒用于数字信号处理(DSP)算法的复杂性的测量的指令数减少。此外，这还使得在所述滤波器中被DSP消耗的功率伴随着减少，例如在诸如音频、视频、(电信)通信设备以及无线电视装置中所应用的。
根据本发明的时间离散滤波器的一个实施例，其特征在于所述采样率转换器可以执行提取或内插。
在根据本发明的滤波器中无论是否应用提取或内插都可保留上述优点。
根据本发明的时间离散滤波器的又一个实施例，其特征在于所述采样率转换器具有一个采样率转换因子m，其中m为大于2的整数。
有利的是，诸如3、5、7，或例如125这种在GSM及蓝牙系统中所需的任何采样率因子都可以使用。优选地，使用质数或质数的组合作为采样率转换因子，其通常会引起更为复杂的滤波器构造。
根据本发明的时间离散滤波器的再一个实施例，其特征在于所述上采样因子nu和下采样因子nd每个都大于或等于2。
如果所述上采样因子nu和/或下采样因子nd为2，则由于所得到的滤波器的结构更加有效而使得总的复杂度大幅降低。如果适当地以诸如FIR和/或IIR滤波器结构来实现，则在根据本发明的滤波器中数据样本所需的延迟元件数和存储量以及系数也会减少，使得附加费用降低。
下面，将在参照附图的同时说明根据本发明的时间离散滤波器和方法以及它们附加的优点，其中相同的部件由相同的参考数字指示。
附图中：
图1表示根据现有技术的一级时间离散下采样滤波器；
图2表示实现图1的一级FIR滤波器的振幅特性；
图3表示一级FIR滤波器的具体实现；
图4表示实现图1的一级IIR滤波器的振幅特性；
图5a表示一级IIR滤波器的具体实现，包括分别在图5b和5c中示出的一阶和二阶全通部分O1和O2；
图6表示根据本发明的一个可能的二级时间离散滤波器的实施例，其等效于图1的滤波器；
图7表示图6的第一级滤波器H1(z)的FIR滤波器的具体实现中的振幅响应；
图8表示图6的第一级滤波器H1(z)的IIR滤波器的具体实现；
图9表示等效于图6的滤波器的一个电路；
图10表示图6的第二级滤波器H2(z)的FIR滤波器的具体实现；并且
图11表示图6的第二级滤波器H2(z)的IIR滤波器的具体实现。
为了举例说明，图1示出了一级时间离散滤波器1，包括一数字滤波器部分2，具有以z作为Z-变换变量的传递函数H(z)，以及一采样率转换器，这里例如是由一具有下采样因子nd的下采样器3实现。在此情况下给定nd＝5，具有比方说为10KHz采样频率的采样输入信号x(n)显示出具有2KHz采样频率的输出信号y(n)。滤波器1应当具有低通传递函数H(z)，以便减弱在其实际实现时输出信号y(n)频谱中的混淆关系。在这种实现中，0与±0.9KHz之间的输出频谱应当具有±0.1dB的波纹，并且在1.1KHz与5KHz之间的外部阻带应当衰减至少50dB。该滤波器可以被设计为一种长度为115的线性相位横向有限脉冲响应(FIR)滤波器。所述数字滤波器部分2则具有如图2所示的低通振幅特性。在图3中给出了一种经济的FIR滤波器的实现例子，由此利用公知的多相位分解，诸如从由R.E.Crochiere和L.R.Rabiner的“多速数字信号处理(Multirate Didital Processing)”，Prentice-Hall，Englewood Cliffs，新泽西，1983，ISBN0-13-605162-6中获知的，其公开内容包含在此作为参考。图3的具体实现具有四条线路l1、l2、l4、l5，每条都具有23次乘法，以及中间的线路l3，其中需要12次乘法。第一加法器，此时及之后指定为“+”，需要4次加法，其他22个加法器需要5次加法。采样频率为Fs/5。结果在该FIR滤波器的具体实现中必须存储22个数据样本和58个系数。
如果根据图1的一级下采样利用IIR滤波器来实现，则滤波器函数H(z)的振幅响应如图4所示的那样。这种具有七阶的滤波器函数，可以通过一个是三阶一个是四阶的两个并联的分支来实现。第一分支包括一个在图5b中实现的第一阶全通部分O1和一个在图5c中实现的第二阶全通部分O2。第二分支包括串联的两个全通部分O2。所述两个并联分支的输出在加法器A1中相加。此外这些有效结构也可利用多相位分解来设计，并且所述分支以采样频率Fs进行采样。
下面的表I给出了在分别以FIR和IIR实现图1的一级滤波器中，所需要的乘法和加法，以及数据样本和系数存储容量的必要数目方面的复杂性。
表I 数目 FIR实现 IIR实现 乘法 20.8*Fs 7*Fs 加法 22.8*Fs 15*Fs 数据样本 22 10 系数 58 7
图6表示多级，特别是两级时间离散滤波器4，其特性等同于图1的滤波器1。所述时间离散滤波器4包括具有上采样因子nu的第一上采样器5，在此情况下该因子等于2。这种因子为2的上采样器可以非常有效地实现，通常不是用于具有不同于2的上采样因子的上采样器的情形。所述离散滤波器4包括具有传递函数H1(z)的第一滤波器部分6，后接以提供有输入8和输出9的第一下采样器7为形式的采样率转换器。所述下采样器7具有下采样因子m。通常，当不是必需的，m大于2。一般而言，采样器7既可以是内插器，又可以是抽取器。特别是下或可能的上采样因子m将为质数，或者例如为质数的乘积。这里，下采样器的输入8耦接到因子为2的上采样器5，并且采样器的输出9通过第二滤波器部分11耦接到第二下采样器10，该第二滤波器部分11具有传递函数H2(z)。通常第二下采样器10具有下采样因子nd，在此情况下其因子等于2，以便非常有效地实现该滤波器部分11。如果仅需要具有因子m的下采样，则nu等于nd。一般来说，nu和nd将等于或大于2。尽管视觉上滤波器4的结构更为复杂，但是图4的滤波器结构在计算的复杂性以及所需的存储容量方面提供了大大优于图1的滤波器的优点。
分别具有传递函数H1(z)和H2(z)的滤波器部分6和11每一个都可以通过有限脉冲响应(FIR)滤波器和/或无限脉冲响应(IIR)滤波器来数字化地实现。下面将给出其实例。
图7表示在图6的第一级中H1(z)的振幅响应，其通过因子2/5增加了采样频率，同时利用具有长度为20的线性相位FIR滤波器。倘若虚线都被画好的线所替代，H1(z)的FIR滤波器的实现类似于图3所示的FIR的实现。开关S顺时针旋转计数器，并且在每个输入样本x(n)中间开关S立刻制造两个阶跃。这意味着：
(a)在分别耦接到开关S的上、中、下水平平行的线路l1、l3和l5上存在三个输入样本，并且在其他两条线路l2和l4上分别存在零个输入样本，或者
(b)在上、中、下线路l1、l3和l5上分别存在零个输入样本，在其他两条线路l2和l4上分别存在两个输入样本。
在(a)的情况下，共有4+2+4＝10次乘法和2+3+3＝11次加法，在(b)的情况下，共有1+3*2＝7次加法。所以对于5个输入样本来说需要18次乘法和18次加法；等于比率Fs/5。同时需要存储3个数据样本和10个系数。参见下面的表II。
如果利用IIR滤波器来配置图6的传递函数H1(z)，则可以使用由图8给出的五阶递归结构。这里一阶和二阶全通部分O1和O2分别由图5b和5c给出。在此以比率2Fs需要1+2+2＝5次乘法，以便提供给一阶部分O1的输入I1和二阶部分O2的输入I2的奇数样本等于零。因此，在图8的一阶滤波器中需要一次加法。对于图8的二阶滤波器来说，零输入样本需要两次加法，非零输入样本需要三次加法。这导致每秒10Fs次乘法和(1+2.5+4+1)*2Fs＝17Fs次加法，如表II中所示。
表II 数目 FIR的情况 IIR的情况 乘法 3.6Fs 10Fs 加法 3.6Fs 17Fs 数据样本 3 8 系数 10 5
从表II中可以理解FIR的情况比IIR的情况更加有效。这是由于对于FIR的情况来说可以使用多相位分解，而对于IIR的情况则不能。对于FIR的情况来说较小的缺陷就是必须存储两倍数量的系数。因此此后仅有FIR的情况将被用于实现H1(z)。
下面将考虑使用FIR和/或IIR滤波器对图6的传递函数H2(z)的滤波器设计。在没有进入更详细的说明的情况下，可以使用如图9所示的等效电路来设计传递函数H2(z)的滤波器结构。在该电路中采样频率首先通过因子2增加；然后通过具有系统函数G(z)＝H1(z)H2(z5)的等效滤波器进行内插，最后通过因子10对该滤波电路的输出进行下采样。为了计算的目的，希望可以考虑包括作为G(z)的双相位分解的系统函数G’(z)、后接因子为5的下采样器的另外的等效电路作为另外等效于图9的电路。此外，提出通带和阻带的需求导致用于具有长度为47的H2(z)，并用于通过2执行下采样的线性相位FIR滤波器。该用于第二级H2(z)的FIR滤波器在图10中示出。输入开关(未示出)分配偶数输入样本到上部乘法器中，示意性称作b0、b2、b4、...、b20、b22、b20、...、b4、b2、b0，并且类似地，奇数样本分配到下部乘法器中b1、b3、...、b21、b23、b21、...、b3、b1。为了计算一个新的输出样本，一个奇数样本和一个偶数样本每一个都必须乘以2*12＝24个系数，从而需要2 3*2＝46次加法。输出采样频率为Fs/5。这导致每秒4.8Fs次乘法和9.2Fs次加法。下面的表III比较了以前的一级FIR滤波器与其中H1(z)和H2(z)都以FIR滤波器实现的两级结构。
表III 数目 一级 FIR FIR H1(z) FIR H2(z) 两级 FIR总共 乘法 20.8Fs 3.6Fs 4.8Fs 8.4Fs 加法 22.8Fs 3.6Fs 9.2Fs 12.8Fs 数据样 本 22 3 23 26 系数 58 10 24 34
从表III中可以得出这样的结论：两级FIR滤波器比一级FIR滤波器更有效。在两极FIR滤波器中只有要存储的数据样本的数目较高。
一种非常有效的滤波器结构是具有用于上述H1(z)滤波器的FIR结构和用于图6的H2(z)滤波器的IIR结构的两级结构。用于H2(z)滤波器的递归IIR结构看上去可以如图11所示。图11中示出的四个全通部分可以类似于图5a所示，并进一步由图5b详细描述的1阶部分O1。图11中的全通部分以Fs/5操作，并且每个全通部分每输出样本就使用一次乘法和两次加法。总计为每输出样本(4*1)Fs/5次乘法和(4*2+1)Fs/5次加法(需要一次加法来将输出加到两个并联分支上)。在每个全通部分中都使用两个延迟元件。表IV列出了比较图1的一级IIR滤波器与图6中具有用于滤波器H1(z)的FIR和用于滤波器H2(z)的IIR的两级滤波器的复杂性。
表IV 数目 一级 IIR FIR H1(z) IIR H2(z) 两级 FIR与IIR总 共 乘法 7Fs 3.6Fs 0.8Fs 4.4Fs 加法 15Fs 3.6Fs 1.8Fs 5.4Fs 数据样 本 10 3 7 10 系数 7 10 4 14
又可以得出这样的结论：两级FIR&IIR解决方案比一级IIR解决方案在所需乘法和加法数目方面更加有效。仅有稍微多的滤波器系数必须要存储。
上述滤波器概念当然可以推广到其他一般的质数下采样或上采样因子。用于通过大于2的质数或其乘积进行上采样的相应结构可以通过使用公知的变换法则获得。参见由T.A.C.M.Claasen和W.F.G.Mecklenbruker提供的“On the Transposition of LinearTime-Varying Discrete-Time Networks and its Applications toMultirate Digital System”，Philips Journal ofResearch，1978，78-102页。
上述滤波器概念可以应用于任何数字传输或通信系统或设备中。其实例有数字数据处理设备或滤波器、电话机、音频或视频处理设备、电视、图像处理设备等。滤波器4可以以本质上公知的方式例如开关电容滤波器或开关电流滤波器来实现。
以上主要参照优选实施例和最有可能的模式进行了说明，将会理解到这些实施例决不解释为限制所涉及的电路和方法的实例，因为落在所附权利要求范围内的各种修改、特征及特征的组合都在本领域技术人员的能力所及范围之内。