发明内容
本发明的主要目的在于克服现有技术的不足与缺陷，提供一种以
电流变压器(Current transformer)控制的同步整流电源转换器，当工作
于连续电流模式下时可确保无交越损失问题。
为完成前述目的，本发明提供一种以电流变压器控制的同步整流
电源转换器，包括有：
一驰返变压器，其一次侧连接有一开关晶体管，二次侧连接一电
流变压器的一次侧；
一开关驱动单元，根据前述电流变压器的二次侧所感应到的信
号，加以控制一同步整流开关的导通/截止，又该同步整流开关的一
端连接前述电流变压器的一次侧，而另端连接至接地。
当前述驰返变压器的二次侧具有电流时，该电流变压器的二次侧
感应出一正相电压，令前述开关驱动单元控制同步整流开关导通；反
之，驰返变压器的二次侧无电流时，令该同步整流开关截止。
又，前述电流变压器具有另组一次侧线圈，连接于该开关晶体管
的驱动电路，当工作于连续电流模式下，该一次侧线圈可感应出控制
该开关晶体管的截止讯号，令前述同步整流开关提早截止。
具体实施方式
下面结合附图和实施例详细说明本发明的具体实施方式。
请参阅图1所示，本发明的结构方块图，包含有：
一驰返变压器10，其一次侧连接有一开关晶体管Q6，其二次侧
的一端连接一开关驱动单元20，该开关驱动单元20控制一同步整流
开关Q7，本实施例中同步整流开关Q7为一MOSFET；
一电流变压器(Current transformer，CT)30，其一次侧的两端分
别连接于前述驰返变压器10二次侧的一端及该同步整流开关Q7，该
电流变压器30的二次侧的两端分别连接两晶体管Q1、Q2的基极端，
两晶体管Q1、Q2的射极互相连接。
前述开关驱动单元20由一NPN晶体管Q4及一PNP晶体管Q5
的基极端互相连接组成，两晶体管Q4、Q5的射极之间复串接有一二
极管D3。
前述第一晶体管Q1的集极复连接至一第三晶体管Q3的基极，
而第二晶体管Q2的集极连接至第三晶体管Q3的集极，该第三晶体管
Q3的射极复连接于开关驱动单元20当中NPN晶体管Q4的集极。
以上所述为本发明电路的详细构造，而该电路动作则如下所述：
请参阅图2所示，为前述连接驰返变压器10的开关晶体管Q6的
闸极波形、该电流变压器30二次侧的电压波形、及前述同步整流开关
Q7闸极等各点的波形图，而电路动作可依驰返变压器10二次侧电流
型态区分为非连续电流工作模式及连续电流工作模式两种，分别说明
如下：
当本发明工作于非连续电流工作模式时，可分别以下列时段区分
说明：
一：时段T0～T0+
T0+当中的上标正号“+”表示时间自T0此点起算而经过一短
暂时间之后，反之上标若为负号“-”表示时间于T0此点之前一短
暂时间，以下各时段的记载标号亦是如此。当驰返变压器10的二次侧
具有输出电流(ISEC)时，该输出电流(ISEC)亦通过电流变压器30的
一次侧，故电流变压器30于其二次侧会感应出一电压，该电压值可由
下式表示：
V = I sec × 1 N × R 1 + Q 1 Vbe + R 3 × Ia + V D 1 ]]>
其中上式的N为该电流变压器30其一次侧与二次侧的线圈匝数比。
前述第一晶体管Q1的基极可获得一驱动电流(Ia)而成为导通
状态，当第一晶体管Q1导通时，第三晶体管Q3亦同时导通，令开关
驱动单元20中的NPN晶体管Q4转为导通状态，另一PNP晶体管Q5
即成截止，同步整流开关Q7的闸极获得高电压后，便转为导通。此
时，储存在驰返变压器10空隙(GAPE)间的能量转移至二次侧线
圈上，再供应予后端的负载(图中未示)。
二：时段T0+～T1-
该同步整流开关Q7闸极恒保持在稳定的高电位。其中在变压器
10线圈上的电流呈递减的方式。
又请参阅图3所示，当输出端Vo处于无载状态下，输出电流(ISEC)
几乎为零，此时可经由调整连接在该第一晶体管Q1上两电阻R2、R3
的比值，令第一晶体管Q1不致导通，如此前述同步整流开关Q7即无
法导通，以减少能源消耗。
三.时段T1-～T1+：
请参阅图2所示，当输出电流(ISEC)为零时，将令第一晶体管
Q1由导通转为截止，根据法拉第定律，在第一晶体管Q1由导通转为
截止的瞬间，磁通量不变，但在截止时该电流变压器30二次侧产生的
负电压将令第二晶体管Q2转为导通状态，于开关驱动单元20当中PNP
晶体管Q5的基极端为低电压，进而令同步整流开关Q7由导通转为截
止。
四.时段T1～T2：
请参阅图2、4所示，因输出电流(ISEC)持续为零，故第二晶体
管Q2与开关驱动单元20当中的PNP晶体管Q5为导通，此时同步整
流开关Q7的闸极波形仍保持在低电位。
又，请参阅图5所示，当本发明工作于连续电流模式下时，电路
的基本结构与前述实施例相同，差异点在于电流变压器30额外提供一
组一次侧的线圈，此组一次侧线圈连接到该开关晶体管Q6的驱动电
路40。
请参考图6、7所示，前述开关晶体管Q6的闸极连接有一驱动电
路40，驱动电路40包括有电阻R14、电容C6、C7等元件。
在时间t0～t1之间，开关晶体管Q6的闸极驱动信号由低电位转为
高电位，经过电阻R14及电容C6两者的时间延迟，开关晶体管Q6的
闸极在时间点t1才成为高电压准位。
然而在时间点t0同时，驱动信号的正缘经由电容C7耦合到电流
变压器30的一次侧线圈，并于电流变压器30的二次侧线圈上感应出
一负脉冲信号(如图所示)，此负脉冲信号将使得同步整流开关Q7
成为截止状态。
如此一来，因同步整流开关Q7的截止动作是提早于时间点t1之
前，故可避免驰返变压器10一次侧电流与电流变压器30二次侧电流
产生交越现象。
在时间t1～t2之间，因前述负脉冲信号的产生，使第一晶体管Q1
由导通成为截止，反之第二晶体管Q2的基极端因获得一高电位信号，
故成为导通状态，进而令该PNP晶体管Q5导通而使同步整流开关Q7
在此时段内皆保持关闭。
在时间t2～t3之间，输出电流(ISEC)再度恢复，故电流变压器30
一次侧有电流流经，并于二次侧产生一感应电势，其值为
V = I sec × 1 N × R 1 + Q 1 Vbe + R 3 × Ia + V D 1 , ]]>而第一、第三晶体管Q1、Q3
及开关驱动单元20中的NPN晶体管Q4亦成为导通，使同步整流开
关Q7亦再度导通，故储存在驰返变压器10空隙间的能量释放到二次
侧上，二次侧上的电流成为递减状态。
在前述实施例说明中，举凡NPN晶体管及PNP晶体管，皆可由
NMOS晶体管与PMOS晶体管加以取代，仍具有相同作用。
综上所述，当本发明应用于非连续电流的工作模式时，可利用电
流变压器侦测到驰返变压器其二次侧的电流转换，并立即同步的控制
该同步整流开关导通/截止，再者，当输出电流微弱时，亦令同步整
流开关截止，使装置整体的功率消耗降至最低；另一方面，当操作于
连续电流的工作模式时，该同步整流开关可于电流换相之前先提早截
止，以此克服交越损失。