具有振幅衰减功能的调谐电 路和用于广播通信设备的集成电路 【相关申请的交叉引用】
本申请要求于2003年12月1日提交的编号为No.2003-402049的日本专利申请之上的优先权，在此将其并入以用作参考。
【技术领域】
本发明涉及一种具有一振幅衰减功能的调谐电路和一种用于广播通信设备的集成电路。
背景技术
附图16展示了在，例如，ASK(振幅移位键控法)通信中的一种调谐电路和一种AGC(自动增益控制)电路的典型实例。此调谐电路包括一LC平行谐振电路，其中一绕组(电感)L1的终端和一电容器(电容)C1连接到一参考电压Vref。此AGC电路由一可变增益放大器，一整流器(REC)，和一比较器(COMP)组成。此可变增益放大器校正调谐电路的一AC(交流电)信号的振幅并且通过它的输出终端OUT输出。这个输出终端OUT连接一放大器，一探测电路，和一处理振幅校正地AC信号的波形整形电路。参考，例如，日本专利申请公布编号为No.10-23084的公开文件。
可变增益放大器的AC(交流电)信号的增益被整流器和比较器决定。特别地，在此整流器通过平滑此AC信号的振幅而生成一DC信号后，此比较器将这个DC信号和一参考电压VAGC进行比较。此比较的结果是，当此AC信号的振幅过度时，此比较器反馈它的输出用于减少此放大器的增益。这样，此AC信号的振幅被控制，使其总是被抑制在一特定的恒定电平其可能以另外的方式过度。
这样的一种调谐电路和AGC电路用于，例如，一远程控制系统的接收器中。这样的远程控制系统具有不同的应用，就像开，关和锁车，房屋之类的门，以及发动和停止汽车引擎。
当实现自动控制这样的AGC功能以便当其很大时减少AC信号的振幅，使用一包括上面提到的可变增益放大器和整流器的模拟控制系统致使电能大量的消耗(依据电流大约1uA)。如果此大量消耗电能的电路被用于，例如，一远程控制系统的电池操作型接收器中，电池将会提早用尽。
【发明内容】
本发明的一方面是一种具有一绕组和一电容器的调谐电路，包括：一电阻校正电路并联于此绕组和此电容器，此电阻校正电路在共振时改变此调谐电路的一电阻，此电阻校正电路由一电阻器和其启动电阻小于此电阻器电阻的开关部件组成的串联电路。其中导通/截止此开关部件引起共振时此调谐电路的电阻的改变。
本发明的另一方面是一种具有一绕组和一电容器的调谐电路，包括：一开关部件并联于此绕组和此电容器，此开关部件在共振时改变此调谐电路的一电阻，其中用此开关部件改变此调谐电路的一输出信号的振幅以改变电阻，此调谐电路进一步包括：一电路，提供一启动电阻常量以消除此开关部件的启动电阻对电能提供电压和温度的依赖性，此电能提供电压为用于开关部件的一开关电压的来源，其中此提供一启动电阻常量的电路提供此开关电压给此开关部件以消除对电能提供电压和温度的依赖性。
除了上述内容的本发明的特征和目标将在阅读此参考所附附图的说明书的描述后变得清楚。
【附图说明】
为了更完全的理解本发明和其中的优势，将参考下述联系所附附图的描述，其中：
图1是一视图展示了一根据相对于现有技术的本发明的实施例具有振幅衰减功能的谐振电路的原理。
图2是一根据本发明的实施例的具有振幅衰减功能的谐振电路的电路图。
图3是一根据本发明的实施例的具有AGC功能的谐振电路的电路图。
图4是一波形图展示了图3中的一晶体管驱动数字电路的信号状态。
图5是一视图展示了一根据本发明的实施例进行改进的实例的原理。
图6是一根据本发明的实施例的具有振幅衰减功能的谐振电路的改进的实例的电路图。
图7是一根据本发明的实施例的具有振幅衰减功能的一种模拟驱动方法的谐振电路的局部电路图。
图8a是一根据本发明的实施例的具有振幅衰减功能的谐振电路共振时对抗温度的电阻R0的典型的曲线图，图8b是一对抗施加于晶体管的栅极的VDD的电阻R0的典型的曲线图。
图9一根据本发明的实例1的具有振幅衰减功能的谐振电路的电路图。
图10是一根据本发明的实施例的具有振幅衰减功能的谐振电路的对抗栅极电压和温度的电阻R0的典型的曲线图。
图11是一根据本发明的实例2的具有振幅衰减功能的谐振电路的电路图。
图12是一根据本发明的实例2的具有振幅衰减功能的谐振电路的一(VDD-VT)电压生成电路的一特殊实例的电路图。
图13是一根据本发明的实例2的具有振幅衰减功能的谐振电路的一A/K电压生成电路的一特殊实例的电路图。
图14是一波形图展示了图11的电路的信号状态。
图15是一方块图展示了一应用实例，其中根据本发明的实施例的具有振幅衰减功能的谐振电路被用于一汽车的无线门锁远程控制系统；并且
图16是一常规的具有振幅衰减功能的谐振电路的电路图。
【具体实施方式】
下面将通过对现有说明书的解释和对所附附图的描述解释至少下列问题。
＝＝＝大纲＝＝＝
一根据本发明的具有一绕组和一电容器的调谐电路包括一电阻校正电路并联于此绕组和此电容器，此电阻校正电路在共振时改变此调谐电路的一电阻，此电阻校正电路是由一电阻器和其启动电阻小于此电阻器电阻的开关部件组成的串联电路。其中导通/截止此开关部件引起共振时此调谐电路的电阻的改变。
因此，此电阻校正电路改变此调谐电路的电阻，从而改变此调谐电路的输出信号的振幅。于是由此，随着此调谐电路的灵敏性变高以至探测到微小的输入信号，抑制此输出信号的振幅以免其过度。所以，它具有一宽阔的动态范围。
更进一步，由于导通/截止此开关部件能改变此调谐电路的电阻，数字控制变为可能。由此，比较一由可变增益放大器和整流器组成的模拟控制系统和本发明，由于没有使用一可变增益放大器和一整流器此控制系统的电能消耗能被减少。尤其当本发明的电路被用于一电池操作型设备时，能减少具有限制容量的电池的电能消耗。
当，例如，一晶体管被用作开关元件，此晶体管在启动电阻(当启动时的电阻)中变化以响应导通时栅极电压和温度的变化。由此，当使用此晶体管作为用于共振时的调谐电路的电阻校正的主要部件时，更准确的改变共振时调谐电路的电阻是不可能的，这取决于栅极电压和温度的变化。
然而，在本发明中，用作共振时的调谐电路的电阻校正的主要部件的不是一晶体管而是一简单的电阻。此开关部件作为辅助部件具有一小开启电阻，所述小开启电阻对电阻校正并不做出贡献，所述开关部件被串联连接于此电阻器。这个串联电路用作电阻校正电路。此电阻器不需要一栅极电压并且受温度变化的影响较小。
由于这个电阻校正电路，当此具有一小开启电阻的开关部件被开启时，此电阻器的电阻决定共振时刻此调谐电路的电阻，由于此调谐电路的电阻不受栅极电压和温度的变化的影响。由此，从此调谐电路输出的AC信号的振幅能够在不受栅极电压和温度变化的影响下而被衰减。
更进一步，此开关部件由一个晶体管构成，并且导通/截止此晶体管引起共振时此调谐电路的电阻的改变。
由此，因为此晶体管被导通/截止以改变调谐电路的电阻，数字控制是可能的。由此，相比于一模拟控制系统，减少控制系统的电能消耗。特别是当本发明的电路被用于一电池操作类型的设备，能够减少具有限制容量的电池的电能消耗。
而且，此调谐电路更进一步包括一自动校正电路，其包括一在此调谐电路的一个输出信号的振幅变得大于用于自动校正的参考振幅时改变其输出的比较器；和一晶体管驱动数字电路输出一数字驱动信号来改变施加于此晶体管的一个控制电极上的电压以响应此比较器输出的改变。
为了实现此调谐电路的振幅衰减功能，提供一种包括一比较器和一晶体管驱动数字电路的电压驱动自动校正电路。由此，比较于一模拟控制系统，电能消耗能够大量减少，特别是当本发明的电路被用于一电池操作类型的设备，能够减少具有限制容量的电池的电能消耗。
而且，一依据本发明的具有一绕组和一电容器的调谐电路包括一并联于此绕组和电容器的开关部件，此开关部件在共振时改变此调谐电路的一电阻，并且经由此开关部件的电阻变化改变了此调谐电路的一个输出信号的振幅。此调谐电路更进一步包括一提供一启动电阻常量的电路以消除此开关部件的启动电阻对电能提供电压和温度的依赖性，此电能提供电压为用于开关部件的一开关电压的一个来源，其中此提供一启动电阻常量的电路提供此开关电压给此开关部件以消除对电能提供电压和温度的依赖性。
因此，电阻校正电路改变此调谐电路的电阻，从而改变此调谐电路的输出信号的振幅。由此，随着此调谐电路的灵敏性变高以至探测到微小的输入信号，抑制此输出信号的振幅以免其过度。所以，它具有一宽阔的动态范围。
由此，由于导通/截止此开关部件以改变此调谐电路的电阻，数字控制变为可能。由此，比较于由一可变增益放大器和一整流器组成的模拟控制系统和本发明，由于没有使用一可变增益放大器和一整流器此控制系统的电能消耗能被减少。尤其当本发明的电路被用于一电池操作型设备时，能减少具有限制容量的电池的电能消耗。
当，例如，一晶体管被用作开关元件，此晶体管在启动电阻(当启动时的电阻)中变化以响应启动和温度的栅极电压的变化。由此，使用当此晶体管作为共振时的调谐电路的电阻校正的主要部件时，要准确的改变共振时调谐电路的电阻是不可能的，其取决于栅极电压和温度的变化。
然而，本发明包括一提供一启动电阻常量的电路以消除此开关部件的启动电阻对电能提供电压和温度的依赖性，此电能提供电压为用于开关部件的一开关电压的一个来源。因此此调谐电路的电阻在共振时刻被设为常量，不受栅极电压和温度变化的影响。由此，从此能够衰减调谐电路输出的AC信号的振幅而不受栅极电路和温度变化的影响。
此外，此开关部件由一晶体管构成，并且导通/截止此晶体管引起共振时调谐电路的电阻的改变。
由此，由于导通/截止此开关部件以改变此调谐电路的电阻，数字控制变为可能。由此，比较于一模拟控制系统，能减少控制系统的电能消耗。尤其当本发明的电路被用于一电池操作型设备时，能减少具有限制容量的电池的电能消耗。
此外，调谐电路进一步包括一(VDD-VT)电压生成电路以生成一在电能提供电压VDD和一晶体管的阈值电压VT之间的差(VDD-VT)电压；和一A/K电压生成电路以生成一A/K响应于预定常量A除以互导系数K的结果，和一生成一开启电阻常数的电路，当开关电压施加于作为开关部件的晶体管的一控制电极上时，产生一VT+A/K的电压，等于此阈值电压VT和A/K电压之和，在被提供的电压(VDD-VT)和A/K电压的基础上而产生，所以晶体管的启动电阻等于此预定常量A的相反数。
而且，此调谐电路更进一步包括一自动校正电路，其包括一在此调谐电路的一个输出信号的振幅变得大于用于自动校正的参考振幅时改变其输出的比较器；和一晶体管驱动数字电路，其输出一数字驱动信号来改变施加于此晶体管的一个控制电极上的电压以响应此比较器输出的改变。
为了实现此调谐电路的振幅衰减功能，提供包括一比较器和一晶体管驱动数字电路的电压驱动自动校正电路。由此，比较于一模拟控制系统，能够大量减少电能消耗，特别是当本发明的电路被用于一电池操作类型的设备，能够减少具有限制容量的电池的电能消耗。
一依据本发明的用于广播通信设备的集成电路包括在上述调谐电路中的开关部件和自动校正电路。
电阻校正电路或者开关部件改变此调谐电路的电阻，从而改变此调谐电路的输出信号的振幅。由此，随着此调谐电路的灵敏性变高以至探测到微小的输入信号，压制此输出信号的振幅以免其过度。所以，它具有一宽阔的动态范围。
更进一步，能够衰减此调谐电路输出的AC信号的振幅而不受栅极电路和温度的变化的影响。
为了实现此调谐电路的振幅衰减功能，提供包括一比较器和一晶体管驱动数字电路的电压驱动自动校正电路。由此，比较于一模拟控制系统，能够大量减少电能消耗，特别是当本发明的电路被用于一电池操作类型的设备，能够减少具有限制容量的电池的电能消耗。
＝＝＝原理＝＝＝
图1A-1C是解释根据现有实施例的具有振幅衰减功能的谐振电路的原理的视图。这个调谐电路用于通信系统中的收发报机的天线中。正如图1A-1C的电路图所显示的，一电阻校正部件R’并联(图1C)连接于一组成调谐电路的LC平行共振电路中的绕组L1和电容器C1(图1A)。这个电阻校正部件R’自身具有一电阻，为了方便用R’表示，并且改变共振时此调谐电路的电阻元件R0。此自身没有连接电阻校正部件R’的调谐电路具有共振时的一电阻R(图1B)。此连接电阻校正部件R’的调谐电路的电阻R0被表示为(1/R+1/R’)的倒数。通过改变上面提到的调谐电路的电阻R0，在等式Q＝R0/(ωL1)的基础上改变此调谐电阻的Q值，其中是ω是一角速度，并且L1是此绕组L1的感应系数。此Q值的改变引起此调谐电路的输出信号的振幅电平改变。注意此Q值指示此调谐电路的，典型地，可能性。
因为此电阻校正电路部件R’的电阻R’是正极的，由于没有此电阻校正部件R’，此连接有电阻校正部件R’的调谐电路的电阻R0小于此电阻R’。当此调谐电路的电阻R0变小，Q值减小，并且由此能够抑制AC信号的振幅，其可能过量，使其得以控制。
＝＝＝基本电路＝＝＝
图2中展示一基于上述图1的电路的基本设计的基本电路。一晶体管MP0组成一相应于图1中的电阻校正部件R’的部件。在这个实施例中，此晶体管MP0是一P型沟道MOSFET。一参考电压Vref(例如，3V)被施加于组成LC平行共振电路的此绕组L1和电容器C1的一端(在图中的左侧)，所述平行共振电路是一调谐电路。通过此绕组L1和电容器C1的一输出端(另一终端)OUT输出一在此LC平行共振电路共振的AC信号。
并且通过改变施加于此晶体管MP0的栅极(控制电极)的一电压，改变此调谐电路的电阻R0。当改变施加于此晶体管MP0的栅极的电压时，存在两种方法：一数字驱动方法，其中此晶体管MP0被用作一开关部件；以及一模拟驱动方法，其中此晶体管MP0在导通(ON)和截止(OFF)之间被驱动。在，例如，一离散的，模拟驱动方法中，施加于此晶体管MP0的栅极的电压设为在同一时段中0V(启动电压)和5V(截止电压)之间的离散值(例如，1V，2V，3V)。通过这种方法，此晶体管MP0的源极和漏极之间能够实现多个离散的电阻。AC信号的振幅电平能够在此多个离散的电阻的基础上被准确的控制。
接下来，将描述数字驱动方法，其中此晶体管MP0作为一开关部件被驱动以导通和截止。由此，施加于此晶体管MP0的栅极的电压是0V(导通电压)或是5V(截止电压)。例如，当晶体管MP0变为导通，此调谐电路的电阻改变，并且因此能够校正来自输出端OUT的AC信号的振幅电平。
接下来，参考图3解释一实例，其中通过附加一AGC电路(自动校正电路)到图2的调谐电路上而实现一具有AGC功能的调谐电路。此连接于调谐电路的AGC电路包括一电平转换电路，一迟滞比较器，和一晶体管驱动数字电路。
在本发明中，在参考图1解释的振幅衰减的原理的基础上，模拟电路，像多增益(可变增益)放大器和整流器，不需要像图16展示的常规电路那样使用。因此，能够大量减少电能消耗。
首先，描述此AGC电路的功能。在来自所述调谐电路的AC信号(输出信号)的振幅等同或高于于自动校正的参考振幅电平时，改变此迟滞比较器的输出。响应于此迟滞比较器输出中的改变，此晶体管数字电路输出一用来改变施加于晶体管MP0的栅极上的电压的数字驱动信号VAGC。
当从此调谐电路输入AC信号到此迟滞比较器时，电平转换电路具有一功能，能够改变AC信号的DC电平以匹配此迟滞比较器的DC电平。在此实施例中，施加于此调谐电路3V的参考电压Vref，并且因此，当导通此晶体管MP0去改变电阻时，此调谐电路输出一叠加于一大约3V的DC电压上的AC信号。此电平转换电路将大约3V的DC电压部分转换到一充分适合此迟滞比较器操作的DC电平，并且也生成一用于自动校正的参考振幅的中心电压，其为此迟滞比较器的一对照参考。
接下来，将在下面描述此电平转换电路，此迟滞比较器，和此晶体管驱动数字电路的特定的电路结构。首先，此电平转换电路由一包括一电流镜像电路的电平转换电路组成。正如图3中所展示的，此电平转换电路包括一电平转换器和一电流镜像电路。
此电平转换电路包括一晶体管(n型沟道MOSFET)MN1，一晶体管(n型沟道MOSFET)MN2，一晶体管(n型沟道MOSFET)MN3，一晶体管(n型沟道MOSFET)MN4。来自调谐电路的AC信号从晶体管MN2的栅极输入。晶体管MN4的漏极和栅极被连接在一起使得此晶体管MN4作为一二极管工作。
此电流镜像电路具有一提供一恒定电流I1的恒定电流源和一晶体管(n型沟道MOSFET)MN5。此由恒定电流源提供的恒定电流I1在生成施加于迟滞比较器的转换输入终端的参考电压(用于自动校正的参考振幅电平)时扮演了一个主要的角色。晶体管MN5的漏极和栅极被互相连接并连接到晶体管MN3的栅极。晶体管MN3的栅极被连接到电平转换器的晶体管MN1的栅极并且晶体管MN3的漏极被连接到晶体管MN4的源极。更进一步，晶体管MN2和MN4被匹配并设置它们源极上的DC电压相同。在图3中的电路实例中，晶体管MN2和MN4的源极生成一依据晶体管MN2和MN4的栅极至源极电压VGS的低于3V的DC电平。
在具有所述结构的电平转换电路中，晶体管MN2的源极被连接到此迟滞比较器的非转换输入端(+)，并且，与之相反，晶体管MN4的源极被连接到此迟滞比较器的转换输入端(-)。相同的(3V-VGS)的DC电压施加于此迟滞比较器的非转换和转换输入端。就是说，只有DC电压被施加于迟滞比较器的转换输入端。此迟滞比较器以这个DC电压，参考电压(用于自动校正的参考振幅电平)作为中心而具有迟滞现象。与之相反，通过改变来自调谐电路的AC信号的DC电平到(3V-VGS)而生成的信号施加于此迟滞比较器的非转换输入端。就是说，将此迟滞比较器将电平转换AC信号的振幅与参考电压进行比较，当此AC信号的振幅变得大于此参考电压，将其输出从“L”变为“H”。此迟滞比较器的输出被输入至晶体管驱动数字电路。
此晶体管驱动数字电路，响应于此迟滞比较器输出的改变，输出用于改变施加于晶体管MP0的栅极电压的一数字驱动信号。此晶体管驱动数字电路是一种电压驱动电路并且包括一具有一复位的D触发器FD2，一由两个或非门NR1，NR2组成的RSFF电路(设置复位触发器)，以及一与非门ND1。
此迟滞比较器的输出施加于D触发器FD2的时钟端C。D触发器FD2的数据端D和输出端Q被分别连接到一电能供给VDD和或非门NR1的一个输入端(复位端)。并且一复位端RESET连接到D触发器FD2的复位端RN并且又连接到与非门ND1的一个输入端。与非门ND1的另一个输入端连接到电能供给VDD并且与非门ND1的输出端连接到此RSFF电路的或非门NR2的一个输入端(置位端)。可以使用具有反向器功能的可选择的设备代替与非门ND1，。注意此RSFF电路配置有两个公知的或非门NR1，NR2。或非门NR1输出数字驱动信号VAGC。可以使用一具有复位的D触发器作为此RSFF电路。
将参考图4的波形图以晶体管驱动数字电路为中心描述AGC操作。首先，在图4中一直到时间T0，此晶体管驱动数字电路都处于一种复位状态且来自调谐电路的电平转换AC信号没被输入到迟滞比较器。在此期间的信号状态如下。此迟滞比较器的输出(图3，4中指示为C)，D触发器FD2的输出(图3，4中指示为Q)，和与非门ND1的输出(图4中标注为“与非门ND1的输出”的波形图)都处于“L”电平。同时，或非门NR1的输出(数字驱动信号VAGC，图3，4中指示为VAGC)和施加于复位端RESET的电压处于一“H”电平。
然后，图4中的T0时刻后，来自调谐电路的电平转换AC信号被输入至此迟滞比较器。下面将描述当一AC信号具有过度振幅时的情况。在一具有过度振幅的AC信号开始输入到此迟滞比较器的最初几微秒中，(从T0到T1时刻)因为到非转换输入端的输入电平是高于到转换输入端的参考电压的，此迟滞比较器将它的输出C从“L”改变至“H”。接着，翻转D触发器FD2的输出Q，例如，到“H”电平，从而，此RSFF电路被复位并且数字驱动信号VAGC被翻转至“L”电平。结果，晶体管MP0导通，如上面描述的用于调谐电路的AGC开始工作，使得AC信号的振幅得到抑制。
注意施加于复位端RESET的电压维持在“H”电平。通过这样，数字驱动信号VAGC被保持在“L”电平，并且晶体管MP0，一电阻校正部件，被保持在导通状态。由此，能够避免AGC操作的停止。
其后，为了停止此AGC操作和初始化每一部件的信号状态，一复位脉冲信号被施加于复位端RESET(在T2时刻)。从而，D触发器FD2的输出Q返至“L”电平。与此同时，与非门ND1输出一“H”电平信号以响应此复位脉冲信号。响应于这个“H”脉冲信号的上升，此RSFF电路被设置并且数字驱动信号VAGC被翻转至“H”电平。结果，晶体管MP0变为截止，从而停止上述用于调谐电路的AGC操作。
此外，可以用一具有复位的D触发器替代图3中RSFF电路，由此，它的输出以与VAGC相同的方式工作。
图5，6展示了参考图1-4描述的实施例的一个改进的实例并且将在下面描述改进的部分。就是说，如图5所示，图1中的电阻校正部件R’由一N型沟道MOSFET的晶体管MN0组成。组成一LC平行共振电路的饶组L1电容器C1的一端(在图中的左侧)，一调谐电路，被连接到地电位(GND)。通过此绕组L1和电容器C1的一输出端(另一端)OUT输出一共振于这个LC平行共振电路中的AC信号。
根据此修正，即一N型沟道MOSFET晶体管MN0被用作此电阻校正部件R’并且此绕组L1和电容器C1的一个终端接地，如图6所示，电平转换电路的电平转换器包括一晶体管(P型沟道MOSFET)MP1，一晶体管(P型沟道MOSFET)MP2，一晶体管(P型沟道MOSFET)MP3，和一晶体管(P型沟道MOSFET)MP4。其电流镜像电路具有一提供一恒定电流I1的恒定电流源和一晶体管(P型沟道MOSFET)MP5。晶体管MP5的漏极和栅极彼此连接并连接到晶体管MP1，MP3的栅极。甚至，晶体管MP2和MP4是匹配的且设置于它们源极上的DC电压是相等的。在图6的电路实例中，于晶体管MP2和MP4的源极生成一依据晶体管MP2和MP4的栅极到源极电压VGS的高于地电位(GND)的DC电平。
此外，在RSFF电路输出数字驱动信号VAGC中的连接关系与图3中的情况也不相同。此RSFF电路按照公知的标准配置和进行内部连接。就是说，在图6中，此RSFF电路的或非门NR2的一个输入端被连接到一反向器INV的输出并且此RSFF电路的或非门NR1的一个输入端被连接到D触发器FD2的输出端Q。因此，当D触发器FD2的输出Q是“H”时，此RSFF电路被置位并且因此输出“H”电平的数字驱动信号VAGC。
图6中展示的电路的操作与图3中的情况类似。也就是，一在调谐电路中共振的AC信号经由电平转换电路被传送到迟滞比较器。当AC信号的振幅电平变大以至于超过了参考电压(用于自动校正的参考振幅电平)时，此迟滞比较器的输出由“L”变为“H”。结果来自此RSFF电路的数字驱动信号VAGC由“L”变为“H”，从而将晶体管MN0置为导通状态并因而开始AGC操作。
注意，为了停止此AGC操作并初始化每一部件的信号状态，施加于复位端RESET的信号从“H”变为“L”。
这里，将描述离散的，模拟驱动方法的一个特别的实例。在图3或者6中，施加于晶体管MP0或者MN0的栅极电压(驱动信号VAGC)在同一时间内被置为多个值，就像1V，2V和3V的中的一个。尤其是，在图3或者6中，多个(这里为三个)迟滞比较器CMP1，CMP2，CMP3和各自的RS触发器RSFF1，RSFF2，RSFF3每一组形成一级，并且由此，那些级如图7中并联连接。这些RS触发器RSFF1到RSFF3的输出端连接至一解码器，其输出驱动信号VAGC。
一参考电压Vref1被输入到迟滞比较器CMP1的翻转输入端以生成驱动信号VAGC。一参考电压Vref2被输入到迟滞比较器CMP2的翻转输入端以生成电平为2V的驱动信号VAGC。一参考电压Vref3被输入到迟滞比较器CMP3的翻转输入端以生成电平为1V的驱动信号VAGC。
上面的电平转换电路的输出被施加于迟滞比较器CMP1到CMP3非转换输入端，其输出与各自的参考电压Vref1到Vref3进行比较的结果。响应于这些迟滞比较器CMP1到CMP3的输出，RS触发器RSFF1到RSFF3输出三位数据(四个值：HHH，HHL，HLL，和LLL)到解码器。这个解码器生成依据此三位数据选择的1V，2V，或者3V的驱动信号VAGC，并输出至MP0或者MN0。
可以用一具有复位的D触发器替代图6中RSFF电路，由此它的输出以与VAGC相同的方式工作。
＝＝＝实例1＝＝＝
参考图2到7的作为基础设计描述的基本电路具有以下需要改进的典型的项目。
也就是，在图5中展示的基本电路中，一晶体管(开关部件)MN0由一N型沟道MOSFET在导通电阻(导通时的电阻)中变化以响应于导通时栅极电压和温度的变化。也就是，由于栅极电压和温度的变化，调谐电路的共振时，晶体管MNO不能精确的改变电阻R0。
特别地，如图8A中电阻R0对抗温度的典型图表所展示的，在用一交替的长短虚线表示的此基本电路的情况中，电阻R0增长且当温度在-50℃到100℃的范围中增长时该电阻并不是恒定。甚至，如图8B中电阻R0对抗施加于晶体管栅极的电能供给电压VDD的典型图表所展示的，在用一交替的长短虚线指示的此基本电路的情况中，电阻R0减小且当电能供给电压VDD在1.5V到3V的范围增长时该电阻不是恒定的。
根据本发明的一个方面，做了如图9的电路图中展示的改进。也就是，一用于改变共振时一调谐电路电阻的电阻校正电路并联于绕组L1和电容器C1。这个电阻校正电路包括一电阻器R1和一晶体管(开关部件)MN0的串联电路。这个晶体管MN0由一N型沟道MOSFET组成，其具有小于电阻器R1的电阻。
通过导通和截止晶体管MN0，改变共振时调谐电路的电阻。当来自输出端OUT的AC信号的振幅电平不需要校正时，晶体管MN0的栅极被保持在地电位(GND)以处于截止状态。
为了导通晶体管MN0，电能供给电压VDD施加于此栅极。在这种情况下，共振时调谐电路的电阻是由电阻器R1的电阻和此调谐电路的电阻部件组合而成的。结果，校正来自输出端OUT的AC信号的振幅电平衰减。
当晶体管MN0导通，由于电阻变得小于电阻器R1，它的导通电阻在调谐电路共振时几乎不起作用。由此，在调谐电路共振时响应于栅极电压和温度的变化而在导通电阻中发生的变化的影响可以被排除或者被减少到一个可忽略的程度。
尤其，如图8A中电阻R0对抗温度的典型图表所展示的，在用一实线指示的实例1的情况中，当温度在-50℃到100℃的范围内改变时电阻R0保持恒定。甚至，如图8B中电阻R0对抗施加于晶体管栅极的电能供给电压VDD的典型图表所展示的，在用一实线指示的实例1的情况中，当电能供给电压VDD在1.5V到3.5V的范围改变时电阻R0保持恒定。
下面将参考图10A，10B的波形图解释将栅极电压和温度的变化对电阻R0的影响最小化的效果。首先，在栅极电压(等于VDD)保持恒定的情况下，在电阻R0对抗温度的特征中，从调谐电路输出的AC信号的波形图在AGC操作去衰减前振幅很大，正如图10A中的左侧所展示的。并且当AGC操作去衰减AC信号时，用前面描述的基本电路，衰减的程度依据温度(-50℃，25℃，100℃)的变化而变化且如在中心展示的那样是不恒定的。在另一方面，在这个实例1中，即使温度改变，AC信号的衰减振幅也是恒定的。
下面，在温度恒定的情况下，在电阻R0对抗栅极电压(等于VDD)的特征中，在AGC操作而衰减前从调谐电路输出的AC信号的波形图振幅很大，正如图10B中的左侧所展示的。并且当AGC操作而衰减AC信号时，用前面描述的基本电路，衰减的程度依据栅极电压(1.5V，2.5V，3.5V)的变化而变化，且如在中心展示的那样是不恒定的。在另一方面，在这个实例1中，即使栅极电压改变AC信号的衰减的振幅也是恒定的。
注意通过增加一AGC电路(自动校正电路)到图9中的调谐电路中而实现具有AGC功能的一调谐电路的实例与上面图6中的情形和下面描述的图11的情形是相似的。
而且，能够将以涉及上述改进的项目的这个实例的方式来描述的本发明的此方式应用于图2展示的类型的基本电路中。
＝＝＝实例2＝＝＝
<<<题纲>>>
将参考图11的电路图描述打算供实例1中提到的上述被改进的项目使用的本发明的另一方面。注意本电路基于图6中的基本电路且下面将作的描述以不同于图6中的内容为中心进行。一用于改变共振时调谐电路的电阻的开关部件如一电阻校正部件并联于绕组L1和电容器C1。这个开关部件由一N型沟道MOSFET晶体管MN0构成。通过改变晶体管MN0的电阻R0，改变调谐电路的输出信号振幅。来自D触发器FD2的翻转输出端QN的输出信号被用作数字驱动信号VAGC。
并且一电路，提供使导通电阻恒定以消除此开关部件晶体管MNO的导通电阻对电能提供电压和温度的依赖性，此电能提供电压VDD为用于开关部件的一开关电压的一个来源。这个提供导通电阻恒定的电路提供晶体管MN0的栅极一个施加电压Vo不受制于电能供给电压VDD和温度的变化。
<<<详细描述>>>>
如图11所示，晶体管MN0的导通电阻(漏极到源极电阻)R’表达为1/K(Vgs-VT)，其中K为它的传导系数，Vgs为栅极到源极电压(栅极电压或者开关电压)，和VT为阈值电压。在前面描述的基本电路中，自栅极到源极电压Vgs等于电能供给电压VDD以后，此导通电阻取决于VDD，并且K和VT取决于温度。
因此，在实例2中，通过提供这一栅极电压Vo即Vgs＝VT+A/K到晶体管MN0，其中A为一常量，此导通电阻R’＝1/A。这样，消除了它对电能供给电压VDD和温度的依赖性。
首先，图11的电路图与图6中的电路图的区别在于反向器INV和RSFF电路被移除，并且来自D触发器FD2的终端QN的输出信号被用作数字驱动信号VAGC。图11的电路图包括，用于提供栅极电压Vo即Vgs＝VT+A/K的部件，一由N型沟道MOSFET构成的晶体管MN1，由P型沟道MOSFET构成的晶体管MP6，MP7，一(VDD-VT)电压生成电路，和一A/K电压生成电路。如下面所描述的，此(VDD-VT)电压生成电路是生成一不同于VDD和VT的电压的电路，且此A/K电压生成电路是一生成响应于A/K(从此以后，称为A/K电压)的电压的电路。
如图11所示，其上施加栅极电压Vo的晶体管MN0的栅极被连接到晶体管MN1的漏极，晶体管MP6的源极和晶体管MP7的漏极。来自A/K电压生成电路的A/K电压被施加于晶体管MP6的栅极并且它的漏极接地。来自(VDD-VT)电压生成电路的电压(VDD-VT)被施加于晶体管MP7的栅极并且它的源极接电能提供VDD。
此(VDD-VT)电压生成电路施加一为(VDD-VT)的电压Vo1到晶体管MP7的栅极，且此A/K电压生成电路施加一为A/K的电压Vo2到晶体管MP6的栅极。结果，Vgs＝VT+A/K这样的栅极电压Vo被施加于晶体管MN0的栅极以消除电能供给电压和温度的影响。
这样，如图8A，8B所示，在实例2中也与实例1相似，共振时调谐电路的电阻为恒定的而不受电能供给电压VDD和温度的变化的影响。于是，如图10A，10B所示，在实例2中也与实例1相似。从调谐电路输出的AC信号的振幅可被衰减而不受电能供给电压VDD和温度的变化的影响。
此(VDD-VT)电压生成电路的一个特别的实例是如图12所展示的电路。如此图中所示，一电路，其中由P型沟道MOSFET构成的晶体管MP1、MP2和由N型沟道MOSFET构成的晶体管MN1，MN2，MN3结合在一起，并且他们的连接部分被连至一恒定电流电路，所述恒定电流电路的一个终端被连至地电位并引起一恒定电流IBIAS的流动。晶体管MP1，MN1，MN3将它们的栅极和源极连接起来用作二极管。晶体管MN1，MN2，MN3的导通系数是成比例的，MN1∶MN2∶MN3＝4K∶4K∶K。此外，提供晶体管MP1，MP2的漏极和晶体管MN2的栅极被电源供给VDD电压。
由于图12展示的连接关系，一漏极到源极电流I1流经晶体管MP1，且一漏极到源极电流I2流经晶体管MP2。结果在晶体管MN3的栅极获得电压Vo1。这个电压Vo1是图11中被施加于晶体管MP7的栅极的(VDD-VT)的电压。
详细地描述，所有晶体管通过恒定电流IBIAS操作在饱和区，并且KMP1设置为与KMP2相等，因此I1＝I2。晶体管MN2的漏极到源极电流I1表示为I1＝4K{(VDD-VX)/2-VT}2。晶体管MN3的漏极到源极电流I2表示为I2＝K(Vol-VX-VT)2。因为I1＝I2，得到4K{(Vol-VX)/2-VT}2＝K(Vol-VX-VT)2。这样，得到(VDD-VT-Vo1)×(VDD-3VT-2VX+Vo1)＝0。从而，Vo1＝VDD-VT或者Vo1＝3VT+2VX-VDD。这里，VT等于大约0.7V(常量)。此外，因为IBIAS是不变的，所以VX是常量。进而，VDD是变化的，VDD-3VT-2VX+Vo1不等于零。这样，Vo1＝VDD-VT。
此A/K电压生成电路的一个特别的实例是如图13所展示的电路。这个A/K电压生成电路具有一配置，其中由N型沟道MOSFET构成的晶体管MN1到MN6和一终端连接到电能供给VDD的两个恒定电流电路如图中展示的那样连接，并生成电压Vo2。这个电压Vo2是施加于图11的晶体管MP6的栅极的A/K电压。详细地描述，提供于恒定电流电路的恒定电流分别由In和In+Ictr1表示。所有晶体管被设置操作于饱和区。Vcn是一恒定电压。设置K’＝KMn1＝KMn2＝KMn3＝KMn4以及K”＝KMn5＝KMn6。由于流经晶体管MN1，MN3的电流和等于In+Ictr1，得到In+Ictr1＝K’(Vgs1-VT)2+K’(Vgs3-VT)2。这里，由于Vgs3＝Vgs4+Vcn，In+Ictr1＝K’(Vgs1-VT)2+K’(Vgs4+Vcn-VT)2....(等式1)
此外，由于流经晶体管MN2，MN4的电流和等于In，得到In＝K’(Vgs2-VT)2+K’(Vgs4-VT)2。这里，由于Vgs2＝Vgs1+Vcn，In＝K’(Vgs1+Vcn-VT)2+K’(Vgs4-VT)2....(等式2)
那么，从等式1中减去等式2，
Ictr1＝2K’×Vcn(Vgs4-Vgs1)....(等式3)
这里，由于K”＝KMn5＝KMn6，Vth5＝Vth6。因此，从Vgs5＝Vo2+Vth5和Vgs6＝Vth6，，得出Vo2＝Vgs5-Vgs6。据此，从Vgs4＝Vgs5和Vgs6＝Vgs1，得到Vo2＝Vgs4-Vgs1。将这个等式带入等式3中，得到Vo2＝Icn/(2K’×Vcn)。让A＝Icn/2Vcn，即得到Vo2＝A/K。
这里，将参考图11的电路图和图14的波形图描述实例2的AGC操作。注意描述将集中在其与图6的电路操作的描述不同之处。首先，直到图14中的T0时刻，此晶体管驱动数字电路处于一复位状态且来自调谐电路的电平转换AC信号并没输入至迟滞比较器，在如下的信号状态期间。此迟滞比较器(在图11，14中由C表示)的输出，晶体管MN0的栅极电压Vo处于一“L”电平。同时，D触发器FD2(在图11，14中由QN(VAGC)表示)的输出和施加于复位端(在图11，14中由RESET表示)RESET的电压处于一“H”电平。因为QN(VAGC)处于“H”，晶体管MN1是导通的，并且晶体管MN0具有施加于栅极的近地电压，晶体管MN0截止。因而，用于调谐电路的AGC操作没有开始。
那么，在图4中的T0时刻之后，输入来自调谐电路的电平转换AC信号至此迟滞比较器。在从一具有过度振幅的AC信号开始输入滞磁比较器(从时刻T0到T1)时刻开始的最初几毫秒中，因为非转换输入终端的输入电平大于转换输入终端的参考电压，此滞磁比较器将其输出C由“L”变为“H”。那么，D触发器FD2的输出QN(数字驱动信号VAGC)被翻转，例如，到“L”电平。结果，晶体管MN1变为截止，并且因此等于VT+A/K的栅极电压Vo被施加于晶体管MN0的栅极。这样，如同用图6中的电路的用于调谐电路的AGC开始工作以压制AC信号的振幅。
注意施加于复位端RESET的电压保持在“H”电平。这样，数字驱动信号VAGC被保持在“L”电平并且晶体管MP0，一电阻校正部件，被保持在一种导通状态。那么，能够阻止AGC操作的停止。
其后，为了停止此AGC操作并初始化每一部件的信号状态，一复位脉冲信号被施加于复位端RESET(在T2时刻)。从而，D触发器FD2的输出QN(数字驱动信号VAGC)返回到“H”电平。结果，晶体管MN1变为导通，并且由于在栅极施加近地电压，晶体管MN0变为截止。从而，上面用于调谐电路的AGC操作被停止。
而且，能够将涉及上述被改进的项目的本发明的目前的方式应用于图2中展示的那种类型的基本电路中。
＝＝＝远程控制系统的应用实例＝＝＝
将参考图15描述在上面实施例和改进的实例中描述的具有振幅衰减功能的调谐电路的一个应用实例。在这个应用实例中，本发明应用于一用于一钥匙100和一汽车200的无线门锁(或者引擎启动/停止)远程控制系统(双向通信无键进入系统)。
钥匙100包括一接收天线部分110，一RF(射频)IC(集成电路)120，一微型计算机130，和一包括一LC震荡电路的传输天线部分140。接收天线部分110是本发明的图3，6，或11中的具有绕组L1和电容器C1的调谐电路。RFIC120包括含有本发明的图3或6中的晶体管MP0或MN0的AGC电路。RFIC120进而包括，公知的，一用于增强来自AGC的AC信号的放大器AMP，一侦测电路DET，一比较器COMP，和一触发器FF。此微型计算机130处理这个触发器FF的输出信号并经由数据输出端DATAOUT和传输天线部份140执行ASK传输或者FSK(频移键控)传输。
其间，汽车200包括一接收天线部分210，一RFIC220，一微型计算机230，和一传输电线部分240，分别被配置相似于钥匙100的接收天线部分110，RFIC120，微型计算机130，和传输电线部分140并且执行与钥匙100一方通信的处理。
可选择的电路和与本发明的电阻校正部件在功能上相似的等价物都在本发明的范围内。
尽管本发明的优选实施例已经被详细的描述，应当明了的是其中能获得的不同的变化，替代和改造并不脱离如其后权利要求定义的本发明的精神和范围。