90度移相器 这个非临时申请根据美国法典35U.S.C.119(a)对在2003年11月11日申请的日本专利申请号2003-413635要求优先权，其整个内容通过引用包括在此。
发明背景
1.本发明领域
本发明涉及90度移相器，尤其是涉及使用T触发器构成的90度移相器。
2.相关技术描述
图3中示出了传统90度移相器的构成的一个例子。图3中所示传统90度移相器是使用T触发器构成的90度移相器，由晶体管Q1到Q12、电阻器R1到R4，输入端子1和2，恒定电流源3和4，恒定电压源5，和输出端子6到9构成。
当通过输入端子1馈入具有预设频率和50％的占空系数地输入信号时，基极连接到输入端子1的输入晶体管Q1和Q8根据输入信号反复地开关。当通过输入端子2馈入与输入信号的互补信号时，基极连接到输入端子2的输入晶体管Q2到Q7随着与输入晶体管Q1和Q8开关相反的定时(timing)而反复地开关。
结果，通过输出端子6馈出通过对输入信号执行1/2分频获得的，且其零交叉点与输入信号的上升零交叉点同步的第一分频信号(0度信号)，且通过输出端子7馈出与第一分频信号互补的信号(180度信号)。此外，通过输出端子8馈出通过对输入信号执行1/2分频获得的，且其零交叉点和输入信号的下降零交叉点同步的第二分频信号(90度信号)，并通过输出端子9馈出与第二分频信号互补的信号(270度信号)。
当输入信号没有任何DC偏移或失真时，输入和输出信号表现为例如象图4A到4C中时间图所示那样。在图4A中，A表示通过输入端子1馈入的输入信号，A横线(上划线A)表示通过输入端子2馈入的输入信号。在图4B中，B表示通过输出端子6馈出的输出信号，B横线(上划线B)表示通过输出端子7馈出的输出信号。在图4C中，C表示通过输出端子8馈出的输出信号，C横线(上划线C)表示通过输出端子9馈出的输出信号。当T触发器以理想方式在输入信号A这样的理想输入信号上运行时，二个输出信号(输出信号B和C)之间的相位差恰好等于90度。
另一个方面，假如输入信号包含任何DC偏移和/或失真，或假如构成T触发器的电路元件它们之间自身特性不同，则二个输出信号之间的相位差不合需要地偏离90度。例如，假如输入信号包含DC偏移，则输入和输出信号表现为例如图5A到5C中时间图所示那样。在图5A中，A’表示通过输入端子1馈入的输入信号，A’横线(上划线A’)表示通过输入端子2馈入的输入信号。在图5B’中，B’表示通过输出端子6馈出的输出信号，B’横线(上划线B’)表示通过输出端子7馈出的输出信号。在图5C中，C’表示通过输出端子8馈出的输出信号，C’横线(上划线C’)表示通过输出端子9馈出的输出信号。因为输入信号A’包含DC偏移，所以它的占空系数不是恰好等于50％，这种偏离导致二个输出信号间的相位差(输出信号B’和C’)偏离90度。
在日本专利申请公开号为H8-237077中提出了一种用于解决上述问题的方法所设计的90度移相器。在该公开说明书中提出的90度移相器的构成如图6所示。在图6中，如在图3中找到它们的相应物的这样的电路元件，用相同标号或符号来标识。
和图3中所示的传统90度移相器相比较，图6所示的传统90度移相器另外设置90度相位比较器10、低通滤波器11、DC放大器12和电容器C1和C2。
在图6所示的传统90度移相器中，90度相位比较器10检测与90度的相位偏移。低通滤波器11和DC放大器12从90度相位比较器10的输出中提取对应于相位偏移的直流成分，然后反馈到每个输入晶体管Q1、Q2、Q7和Q8的控制端子(基极)。这允许直流偏置被以这样的方式施加到输入晶体管Q1、Q2、Q7和Q8的每个的基极，来校正与90度相位偏移，最后消除偏移。
然而，图6所示的传统90度移相器具有下面的缺点。第一，因为与90度的相位偏移作为电压被反馈，它如何被反馈会受噪音的影响。第二，也因为与90度的相位偏移作为电压被反馈，它如何被反馈趋向于也会受经过作为反馈路径的线路阻抗压降的影响。顺便提及，因为90度移相器通常构建在集成电路内，所以刚才提到的线路阻抗通常比较高。
因此，在上述噪音或经过线路阻抗的压降的影响下，图6所示的传统90度移相器恐怕不能总是产生具有恰好为90度相位差的输出信号。
概 述
本发明的一个目的是提供一个更加确定产生具有恰好为90度相位差的输出信号的90度移相器。
为了实现上面的目的，根据本发明，90度移相器设置：
T触发器，它包括：
在其控制端子接收输入信号的第一和第二输入晶体管，
在其控制端子接收与该输入信号互补的信号的第三和第四输入晶体管，和
根据第一到第四输入晶体管的开关操作而运行的双微分电路；
与第一输入晶体管和双微分电路之间节点相连的第一可变电流源；
与第二输入晶体管和双微分电路之间节点相连的第二可变电流源；
与第三输入晶体管和双微分电路之间节点相连的第三可变电流源；
与第四输入晶体管和双微分电路之间节点相连的第四可变电流源；
相位比较器，用于比较从T触发器输出的信号之间的相位差，输出与比较结果相应的信号。
在此，第一到第四可变电流源由信号根据从相位比较器输出的信号来控制。
在这样的构成中，从T触发器输出的信号之间的相位差与90度的偏移，作为由第一到第四可变电流源产生的电流被反馈。因此，即使输入信号具有不同于50％的占空系数尽管具有预设频率，从T触发器输出的信号之间相位差能够调节以至成恰好为90度。
此外，把与90度的相位偏移作为由第一到第四可变电流源产生的电流而反馈，使对噪音的敏感度最小化。而且，因为与90度的相位偏移作为电流被反馈，通过使得从相位比较器到第一到第四可变电流源的线路尽可能的短，即使从第一到第四输入晶体管和双微分电路之间的节点到第一到第四可变电流源的线路是长的，也可使对经过与90度的相位偏离需要被反馈的路径的线路阻抗的压降的敏感度最小化。这样，可更确保产生具有恰好为90度相位差的输出信号。
在如上所述配置的90度移相器中，在相位比较器和第一到第四可变电流源之间设置低通滤波器。采用这样的构成，可消除包含在相位比较器的输出信号中的交流成分。这使根据相位比较器相位比较的结果精确地进行反馈控制成为可能。这样，可产生具有更精确的90度相位差的输出信号。
在如上述构成的任何90度移相器中，可以在相位比较器和第一到第四可变电流源之间设置放大器。采用这样的构成，可增加反馈回路的回路增益，因此可进行高精确的反馈控制。这样，可产生具有更精确90度相位差的输出信号。
在如上述构成的任何90度移相器中，可以设置限制第一到第四可变电流源的可变范围的限幅器。采用这样的构成，即使构成T触发器的电路元件它们之间具有不同特性，也不会严重干扰打乱双微分电路的两部分的平衡。因此，即使启动时T触发器可确保执行1/2分频。一旦T触发器开始执行1/2分频，可通过反馈控制来产生具有恰好为90度相位差的输出信号。
附图简述
图1是示出根据本发明的90度移相器的构成图；
图2A到2C是示出当图1所示90度移相器被馈入包含DC偏移的输入信号时，观察到的输入和输出信号的状态的时间图的例示图；
图3是示出传统90度移相器的一个构成图；
图4A到4C是示出当图3所示90度移相器被馈入不包含DC偏移或失真的输入信号时，观察到的输入和输出信号的状态的时间图的例示图；
图5A到5C是示出当图3所示90度移相器被馈入包含DC偏移的输入信号时，观察到的输入和输出信号的状态的时间图的例示图；
图6是示出传统90度移相器的另一个构成图。
较佳实施例详述
在下文中，将参考附图描述本发明的实施例。根据本发明的一个90度移相器构成的一个例子示于图1。在图1中，如在图6中找到的它们的对应物这样的电路元件用相同的标号或符号标识。
与图3所示传统90度移相器相比较，图1中所示根据本发明的90度移相器设置90度相位比较器10、低通滤波器11、DC放大器12、限幅器13和可变电流源14到17。
NPN型晶体管Q1到Q12、输入端子1和2、恒定电流源3和4、电阻器R1到R4、恒定电压源5和输出端子6到9一起构成起着1/2分频器功能的T触发器。输入端子1连接到输入晶体管Q1的基极和输入晶体管Q8的基极，输入端子2连接到输入晶体管Q2的基极和输入晶体管Q7的基极。输入晶体管Q1的发射极和输入晶体管Q2的发射极连接在一起，并通过恒定电流源3接地。输入晶体管Q7的发射极和输入晶体管Q8的发射极连接在一起，并通过恒定电流源4接地。
输入晶体管Q1的集电极连接到晶体管Q3的发射极和晶体管Q4的发射极之间的节点，输入晶体管Q2的集电极连接到晶体管Q5的发射极和晶体管Q6的发射极之间的节点。
输入晶体管Q7的集电极连接到晶体管Q9的发射极和晶体管Q10的发射极之间的节点，输入晶体管Q8的集电极连接到晶体管Q11的发射极和晶体管Q12的发射极之间的节点。
晶体管Q3的基极连接到晶体管Q11的基极、输出端子9、晶体管Q10的集电极和晶体管Q12的集电极，并通过电阻器R4连接到恒定电压源5的正极端子。晶体管Q5的基极连接到晶体管Q10的基极、输出端子7、晶体管Q6的集电极、晶体管Q4的集电极，并通过电阻器R2连接到恒定电压源5的正极端子。
晶体管Q6的基极连接到晶体管Q9的基极、输出端子6、晶体管Q3的集电极，和晶体管Q5的集电极，并通过电阻器R1连接到恒定电压源5的正极端子。晶体管Q4的基极连接到晶体管Q12的基极、输出端子8、晶体管Q9的集电极、和晶体管Q11的集电极，并通过电阻器R3连接到恒定电压源5的正极端子。恒定电压源5的负极端子接地。
如上述配置并起着1/2分频器功能的T触发器的输出被馈送到90度相位比较器10，后者检测通过输出端子6馈出的输出信号和通过输出端子8馈出的输出信号之间的相位差，并输出它们之间的电压差与所检测到的与90度的相位差的偏移相应的二相直流电压。除表示相位比较结果的直流成分以外，90度相位比较器10的输出信号通常包含具有与90度相位比较器10接收的信号频率有关的频率的交流成分。这些交流成分，假如留下包含在90度相位比较器10的输出信号中，则不可能根据相位比较的结果精确地进行反馈控制。为此，在这个实施例中，在90度相位比较器10随后级中设置低通滤波器11。低通滤波器11消除来自90度相位比较器10的输出信号的交流成分。
为了执行高精度的反馈控制，反馈环路必需具有充分高的回路增益。为此，在这个实施例中，在低通滤波器11随后级中设置DC放大器12。DC放大器12放大低通滤波器11的输出信号。
此外，在这个实施例中，在低通滤波器11随后级中设置限幅电路13。当DC放大器12的输出信号在预设范围内时，限幅电路13完整地输出它们；当DC放大器12的输出信号在预设范围外时，限幅电路13校正它们后输出，使得它们处在预设范围内。
从限幅电路13输出的二相直流电压中，一个控制可变电流源14和17产生的电流，另一个控制可变电流源15和16产生的电流。
可变电流源14从输入晶体管Q1的集电极，晶体管Q3的发射极和晶体管Q4的发射极之间的节点提取电流。可变电流源15从输入晶体管Q2的集电极，晶体管Q5的发射极和晶体管Q6的发射极之间的节点提取电流。可变电流源16从输入晶体管Q7的集电极，晶体管Q9的发射极和晶体管Q10的发射极之间的节点提取电流。可变电流源17从输入晶体管Q8的集电极，晶体管Q11的发射极和晶体管Q12的发射极之间的节点提取电流。
现在，将说明当通过输入端子1馈入具有预设频率和不包含DC偏移，且因而具有50％占空系数的输入信号，并通过输入端子2馈入与通过输入端子1馈入的与输入信号互补的信号时会发生什么。因为通过输入端子1馈入的输入信号具有50％的占空系数，所以通过输出端子6馈出的信号和通过输出端子8馈出的信号之间的相位差恰好等于90度。
因此，从90度相位比较器10输出的二相直流电压具有相同的电平，从而可变电流源14和17和可变电流源15和16都产生相同的电流(可以是0)。作为可变电流源14到17产生相同电流的结果，不会干扰双微分电路的分别由晶体管Q3到Q6和晶体管Q9到Q12组成的两部分的平衡，从而通过输出端子6馈出的信号和通过输出端子8馈出的信号之间的相位差恰好保持在90度。
接下来，将说明当通过输入端子1馈入具有预设频率并包含DC偏移，并因而具有不是50％的占空系数的输入信号，并通过输入端子2馈入与通过输入端子1馈入的与输入信号互补的信号时会发生什么。在这种情况下，例如输入和输出信号的时间图示于图2A到2C。在图2A中，A”表示通过输入端子1馈入的输入信号，A”横线(上划线A”)表示通过输入端子2馈入的输入信号。在图2B中，B”表示通过输出端子6馈出的输出信号，B”横线(上划线B”)表示通过输出端子7馈出的输出信号。在图2C中，C”表示通过输出端子8馈出的输出信号，C”横线(上划线C”)表示通过输出端子9馈出的输出信号。
因为输出信号A”包含DC偏移，所以它的占空系数不是50％。因此通过输出端子6馈出的信号和通过输出端子8馈出的信号间的相位差与90度的偏离。因为输出信号A”的占空系数大于50％，所以90度相位比较器10输出它们之间有电压差的二相直流电压。因此可变电流源14和17产生比可变电流源15和16更大的电流，干扰了双微分电路的分别由晶体管Q3到Q6和晶体管Q9到Q12组成的两部分的平衡。结果如图2A到2C将是清楚的，通过输出端子6馈出的输出信号B”是通过对输入信号A”进行1/2分频获得的、且其零交叉点是相对于输入信号A”的上升零交叉点延迟预定相位的信号，而通过输出端子7馈出的输出信号B”横线是与通过输出端子6馈出的输出信号B”互补的信号。而且，通过输出端子8馈出的输出信号C”是通过对输入信号A”进行1/2分频获得的、且其零交叉点是相对于输入信号A”的下降零交叉点前进预定相位的信号，而通过输出端子9馈出的输出信号C”横线是与通过输出端子8馈出的输出信号C”互补的信号。
通过上述反馈控制，即使当通过输入端子1馈入具有预设频率并包含DC偏移，从而具有不是50％的占空系数的输入信号，且通过输入端子2馈入与通过输入端子1馈入的信号互补的信号时，通过输出端子6馈出的信号和通过输出端子8馈出的信号之间的相位差可以被校正使其恰好等于90度。
顺便提及，在通过输入端子1馈入的输入信号具有小于50％的占空系数的情况下，可变电流源14和17产生比可变电流源15和16更小的电流。
在图1所示根据本发明的90度移相器中，与90度的相位偏移作为由可变电流源14到17产生的电流被反馈。这使对噪音的敏感度最小化。此外，在图1所示根据本发明的90度移相器中，因为与90度的相位偏移作为电流被反馈，通过使90度相位比较器10和可变电流源14到17之间的线路尽可能的短，即使例如从输入晶体管Q1的集电极、晶体管Q3的发射极和晶体管Q4的发射极之间的节点到可变电流源14的线路，或者从输入晶体管Q2的集电极、晶体管Q5的发射极和晶体管Q6的发射极之间的节点到可变电流源15的线路，或从输入晶体管Q7的集电极、晶体管Q9的发射极和晶体管Q10的发射极之间的节点到可变电流源16的线路，或从输入晶体管Q8的集电极、晶体管Q11的发射极和晶体管Q12的发射极之间的节点到可变电流源17的线路是长的，也可能使对经过需要反馈与90度的相位偏离的路径的线路阻抗的压降的敏感度最小化。因此，图1所示根据本发明的90度移相器产生具有恰好为90度相位差的输出信号，比图6所示传统90度移相器以更高可靠性运行。
上面的描述仅仅涉及了通过输入端子1馈入具有预设频率并包含DC偏移、从而具有不是50％的占空系数的输入信号的情况。同样当通过输入端子1馈入具有预设频率并包含失真、从而具有不是50％的占空系数的输入信号时，图1所示根据本发明的90度移相器以类似的方式运行。
接下来，说明在这个实施例中设置限幅电路13的原因。当DC放大器12的输出信号在预设范围内时，限幅电路13按原样输出它们；当DC放大器12的输出信号在预设范围外时，限幅电路13校正它们后输出使它们在预设范围内。这样，限幅电路13用来把可变电路源14到17的可变范围限制在T触发器通常作为1/2分频器运行的范围内。
现在，为了评估限制可变电路源14到17的可变范围的优点，考虑当假如缺少限幅电路13，即假如不对可变电路源14到17的可变范围作限制时，T触发器开始运行时如何运行。假设由于构成T触发器的电路元件它们之间特性的不同，从90度相位比较器10输出的二相直流电压之间的电压差(DC偏移)是大的，从而由可变电路源14到17产生的电流变化非常大。这干扰了双微分电路的分别由晶体管Q3到Q6和晶体管Q9到Q12组成的两部分之间的平衡，使得即使输入晶体管Q1，Q2，Q7和Q8根据输入信号或与其互补信号执行开关操作，T触发器不再执行1/2分频。相反地，当设置限幅电路13，把可变电路源14到17的可变范围限制在T触发器通常运行的范围内时，即使构成T触发器的电路元件它们之间特性不同，也因此不会严重干扰双微分电路的分别由晶体管Q3到Q6和晶体管Q9到Q12组成的两部分之间的平衡。因此，即使在启动时，T触发器确保进行1/2分频。一旦T触发器开始进行1/2分频，可通过反馈控制产生具有恰好为90度相位差的输出信号。
在这个实施例中，使用双极晶体管构成起着1/2分频器功能的T触发器。但是也可使用场效应晶体管替代。